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JPH1032494A - Digital signal processing method and processor, digital signal recording method and recorder, recording medium and digital signal transmission method and transmitter

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル信号処
理方法及び処理装置、ディジタル信号記録方法及び記録
装置、記録媒体並びにディジタル信号送信方法及び送信
装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digital signal processing method and processing apparatus, a digital signal recording method and recording apparatus, a recording medium, a digital signal transmitting method and a transmitting apparatus.

【０００２】[0002]

【従来の技術】オーディオ信号の高能率符号化の従来の
方法及び装置には種々あるが、以下に従来例のその二、
三の例を説明する。時間領域のオーディオ信号を単位時
間毎にブロック化し、このブロック毎の時間軸の信号を
周波数軸上の信号に変換（直交変換）して複数の周波数
帯域に分割し、各帯域毎に符号化するブロック化周波数
帯域分割方法の一つである変換符号化方法がある。時間
領域のオーディオ信号を単位時間毎にブロック化しない
で、複数の周波数帯域に分割して符号化する非ブロック
化周波数帯域分割方法の一つである帯域分割符号化｛サ
ブ・バンド・コーディング（ＳＢＣ：Subband Codin
g）｝方法がある。又、上述の帯域分割符号化と変換符
号化とを組み合わせた高能率符号化方法もある。この場
合には、例えば、上述の帯域分割符号化方法で帯域分割
を行った後、その各帯域毎の信号を上述の変換符号化方
法で周波数領域の信号に直交変換し、この直交変換され
た各帯域毎に符号化を施すことになる。2. Description of the Related Art There are various conventional methods and apparatuses for highly efficient encoding of audio signals.
Three examples will be described. The audio signal in the time domain is divided into blocks for each unit time, the signal on the time axis for each block is converted into a signal on the frequency axis (orthogonal transform), divided into a plurality of frequency bands, and encoded for each band. There is a transform coding method which is one of the blocking frequency band division methods. Sub-band coding (SBC), which is one of the non-blocking frequency band division methods for dividing and encoding a time-domain audio signal into a plurality of frequency bands without dividing the signal into unit frequency units. : Subband Codin
g) There is a method. There is also a high-efficiency coding method that combines the above-described band division coding and transform coding. In this case, for example, after performing band division by the above-described band division encoding method, the signal for each band is orthogonally transformed into a signal in the frequency domain by the above-described transformation encoding method, and the orthogonal transformation is performed. Encoding is performed for each band.

【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化方法に使
用される帯域分割用フィルタとしては、例えば、クワド
ラチャ・ミラー・フィルタ（ＱＭＦ：Quadrature Mirro
rFilter) 等のフィルタがあり、これは1976 R.E.Crochi
ere Digital coding ofspeech in subbands Bell Sys
t.Tech. J. Vol.55, No.8 1976 に、述べられている。
又、ICASSP 83, BOSTON Polyphase Quadrature filter
s-A new subbandcoding technique Joseph H. Rothweil
er には、ポリフェーズ・クワドラチャ・フィルタ（Ｐ
ＱＦ： Polyphase Quadrature filter) などの等バンド
幅のフィルタ分割方法及び装置が述べられている。Here, as a filter for band division used in the above-described band division encoding method, for example, a quadrature mirror filter (QMF) is used.
rFilter), which is a 1976 RECrochi
ere Digital coding ofspeech in subbands Bell Sys
This is described in t.Tech. J. Vol.55, No.8 1976.
Also, ICASSP 83, BOSTON Polyphase Quadrature filter
sA new subbandcoding technique Joseph H. Rothweil
er has a polyphase quadrature filter (P
An equal bandwidth filter splitting method and apparatus such as QF (Polyphase Quadrature filter) is described.

【０００４】又、上述した直交変換としては、例えば、
入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）でブロ
ック化し、そのブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）や離散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤ
ＣＴ変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波数
軸に変換するような方法がある。上述のＭＤＣＴについ
ては、ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using F
ilter Bank DesignsBased on Time Domain Aliasing Ca
ncellation J.P.Princen A.B. BradleyUniv. of Surre
y Royal Melbourne Inst.of Tech. に述べられている。[0004] The above-mentioned orthogonal transform includes, for example,
The input audio signal is divided into blocks in a predetermined unit time (frame), and a fast Fourier transform (FF) is performed for each block.
T), Discrete Cosine Transform (DCT), Modified D
There is a method of converting a time axis into a frequency axis by performing CT conversion (MDCT) or the like. Regarding the above MDCT, ICASSP 1987 Subband / Transform Coding Using F
ilter Bank DesignsBased on Time Domain Aliasing Ca
ncellation JPPrincen AB BradleyUniv. of Surre
y Royal Melbourne Inst. of Tech.

【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅として、人間の聴覚特
性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般に臨界帯
域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域程帯域幅
が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号を複数バン
ド（例えば２５バント）の帯域に分割することがある。
又、この時の各帯域毎のデータを符号化する際には、各
帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に適応的な
ビット配分による符号化が行われる。例えば、上述のＭ
ＤＣＴ処理されて得られたＭＤＣＴ係数データを上述の
ビット配分によって符号化する際には、上述の各ブロッ
ク毎のＭＤＣＴ処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ
係数データに対して、適応的な配分ビット数で符号化が
行われることになる。[0005] Further, as a frequency division width when quantizing each frequency component divided into frequency bands, there is band division in consideration of human auditory characteristics. That is, an audio signal may be divided into a plurality of bands (for example, 25 bands) with a bandwidth generally called a critical band (critical band) such that the bandwidth becomes wider as the band becomes higher.
When encoding data for each band at this time, predetermined bits are allocated to each band, or encoding is performed by adaptive bit allocation to each band. For example, M
When encoding the MDCT coefficient data obtained by the DCT processing by the above-described bit allocation, the MDCT coefficient for each band obtained by the above-described MDCT processing for each block is used.
Coding is performed on the coefficient data with an adaptive number of allocated bits.

【０００６】更に、各帯域毎の符号化に際しては、各帯
域毎に正規化を行って量子化を行うことにより、より効
率的な符号化を実現するいわゆるブロックフローティン
グ（Block Floating: ブロック・フローティング) 処理
が行われる。即ち、上述のＭＤＣＴ処理されて得られた
ＭＤＣＴ係数データを符号化する際には、各帯域毎に上
述のＭＤＣＴ係数の絶対値の最大値等に対応した正規化
を行って量子化を行う。これにより、より効率的な符号
化が行われる。Further, when encoding for each band, a so-called block floating (Block Floating) for realizing more efficient encoding is performed by normalizing and quantizing each band. Processing is performed. That is, when encoding the MDCT coefficient data obtained by the above-described MDCT processing, quantization is performed by performing normalization corresponding to the maximum value of the absolute value of the MDCT coefficient described above for each band. Thereby, more efficient encoding is performed.

【０００７】上述のビット配分方法としては、従来、次
の２方法が知られている。IEEE Transactions of Accou
stics,Speech,and Signal Processing,vol.ASSP-25,No.
4,August 1977 では、各帯域毎の信号の大きさをもと
に、ビット配分を行っている。又、ICASSP 1980 The cr
itical band coder − digital encoding ofthe percep
tual requirements of the auditory system M.A. Kran
sner MITでは、聴覚マスキングを利用することで、各帯
域毎に必要な信号対雑音比を得て固定的なビット配分を
行う方法が述べられている。Conventionally, the following two methods are known as the above-mentioned bit allocation method. IEEE Transactions of Accou
stics, Speech, and Signal Processing, vol.ASSP-25, No.
In 4, August 1977, bits are allocated based on the magnitude of the signal for each band. Also, ICASSP 1980 The cr
itical band coder − digital encoding of the percep
tual requirements of the auditory system MA Kran
The sner MIT describes a method of obtaining a required signal-to-noise ratio for each band and performing fixed bit allocation by using auditory masking.

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の高能率符号化方法において、量子化を行う各帯域毎
のビット配分量を算出する際に、各帯域毎の信号成分と
正規化の条件によっては、ある程度以上のビット配分を
行わなければ、信号成分が全て０に量子化されてしまう
可能性があり、これを考慮せずにビット配分を行った場
合、効率的な符号化が行えない場合が生じる。In the above-described conventional high-efficiency coding method, when calculating the bit allocation amount for each band to be quantized, the signal component for each band and the condition for normalization are calculated. In some cases, if the bit allocation is not performed to a certain degree or more, the signal components may be all quantized to 0, and if the bit allocation is performed without taking this into account, efficient encoding cannot be performed. Cases arise.

【０００９】かかる点に鑑み、本発明は、入力ディジタ
ル信号を複数の周波数帯域成分に分割して、時間と周波
数に関する複数の２次元ブロック内の信号成分を得、上
述の時間と周波数に関する２次元ブロック毎に２次元ブ
ロック内の信号成分を基に正規化を行って正規化データ
を得、上述の時間と周波数に関する２次元ブロック毎に
２次元ブロック内の信号成分の特徴を表す量子化係数を
求め、この量子化係数を基にビット配分量を決定し、上
述の時間と周波数に関する２次元ブロック毎に上記正規
化データとビット配分量とによりブロック内の信号成分
を量子化して情報圧縮すると共に、上記時間と周波数に
関する２次元ブロック毎の情報圧縮パラメーターを得る
ようにしたディジタル信号処理方法、ディジタル信号処
理装置、ディジタル信号記録方法、ディジタル信号記録
装置、記録媒体、ディジタル信号送信方法、又は、ディ
ジタル信号送信装置において、余分なビットを使用する
ことを防止し、より効率の良い符号化を実現し得、静特
性や信号品質の向上を図ることができ、記録媒体におけ
る記録容量や伝送路における伝送容量の有効利用を行う
ことのできるものを提案しようとするものである。In view of the above, the present invention divides an input digital signal into a plurality of frequency band components, obtains signal components in a plurality of two-dimensional blocks relating to time and frequency, and obtains the two-dimensional components relating to time and frequency. Normalization is performed for each block based on the signal components in the two-dimensional block to obtain normalized data, and the quantization coefficient representing the characteristic of the signal component in the two-dimensional block is calculated for each of the two-dimensional blocks with respect to time and frequency. Then, a bit allocation amount is determined based on the quantization coefficient, a signal component in the block is quantized by the normalized data and the bit allocation amount for each of the two-dimensional blocks related to time and frequency, and information is compressed. , Digital signal processing apparatus, and digital signal processing method for obtaining information compression parameters for each two-dimensional block relating to time and frequency In a signal recording method, a digital signal recording device, a recording medium, a digital signal transmission method, or a digital signal transmission device, it is possible to prevent the use of extra bits and realize more efficient encoding, and to realize the static characteristic and the like. An object of the present invention is to propose a device capable of improving signal quality and capable of effectively utilizing a recording capacity of a recording medium and a transmission capacity of a transmission path.

【００１０】[0010]

【課題を解決するための手段】本発明によるディジタル
信号処理方法は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯
域成分に分割して、時間と周波数に関する複数の２次元
ブロック内の信号成分を得、時間と周波数に関する２次
元ブロック毎に２次元ブロック内の信号成分を基に正規
化を行って正規化データを得、時間と周波数に関する２
次元ブロック毎に２次元ブロック内の信号成分の特徴を
表す量子化係数を求め、その量子化係数を基にビット配
分量を決定し、時間と周波数に関する２次元ブロック毎
に正規化データとビット配分量とによりブロック内の信
号成分を量子化して情報圧縮すると共に、時間と周波数
に関する２次元ブロック毎の情報圧縮パラメーターを得
るようにしたディジタル信号処理方法において、時間と
周波数に関する２次元ブロック毎に、正規化データとブ
ロック内信号成分により、ブロック内信号成分の少なく
とも一つを０以外の値に量子化するための最低ビット割
り当てを算出し、その算出結果をも考慮してビット配分
量の決定を行うものである。A digital signal processing method according to the present invention divides an input digital signal into a plurality of frequency band components to obtain signal components in a plurality of two-dimensional blocks relating to time and frequency. For each two-dimensional block related to frequency, normalization is performed based on signal components in the two-dimensional block to obtain normalized data.
A quantization coefficient representing a characteristic of a signal component in the two-dimensional block is obtained for each two-dimensional block, a bit allocation amount is determined based on the quantization coefficient, and normalized data and bit allocation are determined for each two-dimensional block with respect to time and frequency. In a digital signal processing method in which a signal component in a block is quantized according to the amount and information is compressed, and an information compression parameter for each two-dimensional block relating to time and frequency is obtained, for each two-dimensional block relating to time and frequency, Based on the normalized data and the signal components in the block, the lowest bit allocation for quantizing at least one of the signal components in the block to a value other than 0 is calculated, and the bit allocation amount is determined in consideration of the calculation result. Is what you do.

【００１１】かかる本発明ディジタル信号処理方法によ
れば、余分なビットを使用することを防止し、より効率
の良い符号化を実現し、静特性や信号品質の向上を図る
ことができる。According to the digital signal processing method of the present invention, use of extra bits can be prevented, more efficient coding can be realized, and static characteristics and signal quality can be improved.

【００１２】[0012]

【発明の実施の形態】以下に、図面を参照し、本発明の
実施の形態について説明する。この実施の形態では、オ
ーディオＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号を、帯域分
割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化｛アダプティブ・
トランスフォーム・コーディング（ＡＴＣ：Ａdaptiv T
ransform Coding ）｝及び適応ビツト割当ての各技術を
用いて高能率符号化する。この技術について、図１以降
を参照しながら説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In this embodiment, an input digital signal such as an audio PCM signal is subjected to band division coding (SBC), adaptive conversion coding, and adaptive adaptive coding.
Transform coding (ATC: Adaptiv T
ransform Coding) Performs high-efficiency coding using the techniques of｝ and adaptive bit allocation. This technique will be described with reference to FIG.

【００１３】図１に示す具体的な高能率符号化エンコー
ダでは、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割
すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行って、得ら
れた周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後述す
る人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリ
テイカルバンド）毎に、中高域ではブロツクフローティ
ング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、
適応的にビツト割当して符号化している。通常このブロ
ックが量子化雑音発生ブロックとなる。更に、本発明の
実施の形態においては、直交変換の前に入力ディジタル
信号に応じて適応的にブロツクサイズ（ブロツク長）を
変化させている。In the specific high-efficiency encoding encoder shown in FIG. 1, the input digital signal is divided into a plurality of frequency bands, and at the same time, orthogonal transform is performed for each frequency band, and the obtained spectrum data on the frequency axis is converted. In the low frequency range, for each so-called critical bandwidth (critical band) in consideration of human hearing characteristics described later, in the middle and high frequency ranges, each critical bandwidth is subdivided in consideration of the block floating efficiency.
Bits are adaptively allocated and encoded. Usually, this block is a quantization noise generating block. Further, in the embodiment of the present invention, the block size (block length) is adaptively changed according to the input digital signal before the orthogonal transform.

【００１４】即ち、図１において、例えば、０〜２２ｋ
Ｈｚの周波数帯域のオーディオ信号が、サンプリング周
波数４４．１ｋＨｚを以てサンプリングされた後、ＰＣ
Ｍ化されて得られたオーディオＰＣＭ信号が、入力端子
１００に供給される。この入力オーディオＰＣＭ信号
は、例えば、ＱＭＦ（クワドラチャ・ミラー・フィル
タ）等の帯域分割フィルタ（帯域分割手段）１０１によ
り、０〜１１ｋＨｚの帯域と、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ
の帯域とに分割される。更に、０〜１１ｋＨｚの帯域の
信号は、同じくＱＭＦ等の帯域分割フィルタ（帯域分割
手段）１０２により０〜５. ５ｋＨｚの帯域と５. ５ｋ
Ｈｚ〜１１ｋＨｚの帯域とに分割される。That is, in FIG.
After the audio signal in the frequency band of Hz is sampled at a sampling frequency of 44.1 kHz,
The audio PCM signal obtained by the M conversion is supplied to the input terminal 100. This input audio PCM signal is subjected to a band of 0 to 11 kHz and a band of 11 kHz to 22 kHz by a band dividing filter (band dividing means) 101 such as a QMF (quadrature mirror filter).
And divided into bands. Further, the signal in the band of 0 to 11 kHz is similarly divided into a band of 0 to 5.5 kHz and a band of 5.5 kHz by a band division filter (band division means) 102 such as QMF.
Hz to 11 kHz.

【００１５】上述の帯域分割フィルタ１０１からの１１
ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯域の信号は、直交変換回路の一
例であるＭＤＣＴ回路（モディファイド・離散コサイン
変換回路）（直交変換手段）１０３に供給される。帯域
分割フィルタ１０２からの５. ５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの
帯域の信号は、ＭＤＣＴ回路（モディファイド・離散コ
サイン変換手段）（直交変換手段）１０４に供給され
る。帯域分割フィルタ１０２からの０〜５. ５ｋＨｚの
帯域の信号は、ＭＤＣＴ回路（モディファイド・離散コ
サイン変換手段）（直交変換手段）１０５に供給される
ことにより、それぞれＭＤＣＴ処理される。なお、各Ｍ
ＤＣＴ回路１０３、１０４、１０５では、各帯域毎に設
けたブロック決定回路（ブロック決定手段）１０９、１
１０、１１１により決定されたブロックサイズ（処理ブ
ロックの長さ）（情報圧縮パラメータ）に基づいてＭＤ
ＣＴ処理がなされる。11 from the above-mentioned band division filter 101
A signal in the band of 22 kHz to 22 kHz is supplied to an MDCT circuit (modified / discrete cosine transform circuit) (orthogonal transform means) 103 which is an example of an orthogonal transform circuit. The signal in the band of 5.5 kHz to 11 kHz from the band division filter 102 is supplied to an MDCT circuit (modified / discrete cosine transform means) (orthogonal transform means) 104. The signals in the band of 0 to 5.5 kHz from the band division filter 102 are supplied to an MDCT circuit (modified / discrete cosine transform means) (orthogonal transform means) 105 to be subjected to MDCT processing. Note that each M
In the DCT circuits 103, 104, and 105, block decision circuits (block decision means) 109, 1 provided for each band are provided.
MD based on the block size (length of processing block) (information compression parameter) determined by 10, 111
CT processing is performed.

【００１６】上述したように、入力ディジタル信号を複
数の周波数帯域に分割する手段としては、例えば、ＱＭ
Ｆフィルタがあるが、これについては、1976 R.E.Croch
iereDigital Coding of Speech In Subbands Bell Sys
t.Tech. J. Vol.55,No.8 1976 に述べられている。又、
ICASSP 83,Boston Polyphase Quadrature Filters-ANew
Subband Coding Technique Joseph H. Rothweiler に
は、等バンド幅のフィルタ分割方法が述べられている。
ここで、上述した直交変換としては、例えば、入力オー
ディオ信号を所定単位時間（フレーム）でブロック化
し、そのブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、離
散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣＴ変換
（ＭＤＣＴ）等を行うことで、時間軸を周波数軸に変換
するようにした直交変換がある。ＭＤＣＴについてはIC
ASSP 1987 Subband/TransformCoding Using Filter Ban
k Designs Based On Time Domain AliasingCancellatio
n J.P.Princen A.B.Bradley Univ.of Surrey Royal Mel
bourneInst. Of Tech.に述べられている。As described above, means for dividing an input digital signal into a plurality of frequency bands includes, for example, QM
There is an F filter, which is described in 1976 RECroch
iereDigital Coding of Speech In Subbands Bell Sys
t.Tech. J. Vol.55, No.8, 1976. or,
ICASSP 83, Boston Polyphase Quadrature Filters-ANew
Subband Coding Technique Joseph H. Rothweiler describes an equal bandwidth filter splitting method.
Here, as the above-described orthogonal transform, for example, an input audio signal is divided into blocks in a predetermined unit time (frame), and a fast Fourier transform (FFT), a discrete cosine transform (DCT), and a modified DCT transform (MDCT) are performed for each block. By performing such operations, there is an orthogonal transformation in which the time axis is transformed into the frequency axis. IC for MDCT
ASSP 1987 Subband / TransformCoding Using Filter Ban
k Designs Based On Time Domain AliasingCancellatio
n JPPrincen ABBradley Univ. of Surrey Royal Mel
bourneInst. Of Tech.

【００１７】ここで、各ＭＤＣＴ回路１０３、１０４、
１０５に供給する各帯域毎のブロックについての標準的
な入力ディジタル信号に対する具体例を図２に示す。こ
の図２の具体例においては、３つのフィルタ出力信号
は、各帯域ごとに独立に各々複数の直交変換ブロックサ
イズを持ち、信号の時間特性、周波数分布等により時間
分解能を切り換えられるようにしている。信号が時間的
に準定常的である場合には、図２Ａのロングモードのよ
うに、直交変換ブロックサイズを１１．６ｍＳと大きく
する。信号が非定常的である場合には、直交変換ブロッ
クサイズを更に２分割、４分割とする。即ち、図２Ｂの
ショートモードのように、すべてを４分割、即ち、２．
９ｍＳの時間分解能とする場合や、図２Ｃのミドルモー
ドＡや図２ＤのミドルモードＢのように、一部を２分
割、即ち、５．８ｍＳ、他の１部を４分割、即ち、２．
９ｍＳの時間分解能とすることで、実際の複雑な入力デ
ィジタル信号に適応するようになっている。この直交変
換ブロックサイズの分割は処理装置の規模が許せば、更
に複雑な分割を行なうと、より効果的なことは明白であ
る。Here, each of the MDCT circuits 103, 104,
FIG. 2 shows a specific example of a standard input digital signal for a block for each band to be supplied to 105. In the specific example of FIG. 2, the three filter output signals have a plurality of orthogonal transform block sizes independently for each band, and the time resolution can be switched according to the time characteristics, frequency distribution, and the like of the signals. . If the signal is quasi-stationary in time, the orthogonal transform block size is increased to 11.6 mS as in the long mode in FIG. 2A. If the signal is non-stationary, the orthogonal transform block size is further divided into two and four. That is, as shown in the short mode of FIG.
When the time resolution is 9 mS, or as in the middle mode A in FIG. 2C or the middle mode B in FIG. 2D, a part is divided into two, that is, 5.8 mS, and another part is divided into four, that is, 2.
With a time resolution of 9 mS, it is adapted to an actual complex input digital signal. It is clear that the division of the orthogonal transform block size is more effective if more complicated division is performed if the scale of the processing device allows.

【００１８】この直交変換ブロックサイズの決定は、直
交変換ブロックサイズの決定回路（直交変換ブロックサ
イズの決定手段）１０９、１１０、１１１で行われ、そ
の決定結果は各ＭＤＣＴ回路１０３、１０４、１０５及
びビット割当算出回路１１８に供給されると共に、ブロ
ックのブロックサイズ情報（処理ブロックの長さの情
報）（情報圧縮パラメータ）として出力端子１１３、１
１５、１１７より出力される。The orthogonal transform block size is determined by orthogonal transform block size determining circuits (orthogonal transform block size determining means) 109, 110, and 111, and the result of the determination is determined by each of the MDCT circuits 103, 104, 105 and In addition to being supplied to the bit allocation calculation circuit 118, the output terminals 113, 1
15 and 117 are output.

【００１９】次に、直交変換ブロックサイズの決定回路
１０９、１１０、１１１の詳細を説明するが、ここで
は、直交変換ブロックサイズの決定回路１０９を例に採
って、図３を参照して説明する。図１におけるＱＭＦ１
０１の出力のうち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯域の出
力を、図３における入力端子３０１を介してパワー算出
回路（パワー算出手段）３０４に供給する。更に、図１
におけるＱＭＦ１０２の出力のうち、５．５ｋＨｚ〜１
１ｋＨｚの帯域の出力を図３における入力端子３０２を
介してパワー算出回路（パワー算出手段）３０５に供給
し、０〜５．５ｋＨｚの帯域の出力を図３における入力
端子３０３を介してパワー算出回路（パワー算出手段）
３０６に供給する。尚、図１におけるブロックサイズ決
定回路１１０、１１１は、図３における入力端子３０
１、３０２、３０３へ入力される信号がブロックサイズ
決定回路１０９の場合と異なるだけで、動作は同一であ
るので重複説明は省略する。Next, details of the orthogonal transform block size determining circuits 109, 110 and 111 will be described. Here, the orthogonal transform block size determining circuit 109 will be described with reference to FIG. . QMF1 in FIG.
Out of the output 01, the output in the band of 11 kHz to 22 kHz is supplied to the power calculation circuit (power calculation means) 304 via the input terminal 301 in FIG. Further, FIG.
Of the output of the QMF 102 at 5.5 kHz to 1
The output in the 1 kHz band is supplied to the power calculation circuit (power calculation means) 305 via the input terminal 302 in FIG. 3, and the output in the 0 to 5.5 kHz band is output via the input terminal 303 in FIG. (Power calculation means)
306. Note that the block size determination circuits 110 and 111 in FIG.
The operations are the same, except that the signals input to 1, 302, and 303 are different from those of the block size determination circuit 109.

【００２０】図１における各ブロックサイズ決定回路１
０９、１１０、１１１それぞれの入力端子３０１、３０
２、３０３はマトリクス構成となっており、即ち、ブロ
ックサイズ決定回路１１０の入力端子３０１には図１に
おけるＱＭＦ１０２よりの５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの
帯域の出力が供給されており、同様に、入力端子３０２
にはＱＭＦ１０２よりの０〜５．５ｋＨｚの帯域の出力
が供給される。Each block size determining circuit 1 in FIG.
09, 110, 111 input terminals 301, 30 respectively
2 and 303 have a matrix configuration, that is, the input terminal 301 of the block size determination circuit 110 is supplied with the output of the band of 5.5 kHz to 11 kHz from the QMF 102 in FIG. 302
Is supplied with the output of the band of 0 to 5.5 kHz from the QMF 102.

【００２１】図３において、各パワー算出回路３０４、
３０５、３０６は入力された時間波形を一定時間、積分
することによって、各周波数帯域のパワーを算出してい
る。この際、積分する時間幅は上述の直交変換ブロック
サイズのうち、最小時間ブロック以下である必要があ
る。又、上述の算出法以外には、例えば直交変換ブロッ
クサイズの最小時間幅内の最大振幅の絶対値あるいは振
幅の平均値を代表パワーとして用いることもある。In FIG. 3, each power calculation circuit 304,
Reference numerals 305 and 306 calculate the power of each frequency band by integrating the input time waveform for a certain period of time. At this time, the time width for integration needs to be equal to or smaller than the minimum time block among the orthogonal transform block sizes described above. In addition to the above calculation method, for example, the absolute value or the average value of the maximum amplitude within the minimum time width of the orthogonal transform block size may be used as the representative power.

【００２２】パワー算出回路３０４の出力は変化分抽出
回路（変化分抽出手段）３０８及びパワー比較回路（パ
ワー比較手段）３０９に、パワー算出回路（パワー算出
手段）３０５、３０６の出力はパワー比較回路３０９に
それぞれ供給される。変化分抽出回路３０８ではパワー
算出回路３０４より供給されたパワーの微係数を求めて
パワーの変化情報として、ブロックサイズ１次決定回路
（ブロックサイズ１次決定手段）３１０及びメモリ（記
憶手段）３０７へ供給する。メモリ３０７では、変化分
抽出回路（変化分抽出手段）３０８より供給されたパワ
ーの変化情報を上述の直交変換ブロックサイズの最大時
間以上、蓄積する。これは時間的に隣接する直交変換ブ
ロックが直交変換の際のウィンドウ処理により、互いに
影響を与え合うため、時間的に隣接する１つ前のブロッ
クのパワー変化情報をブロックサイズ１次決定回路３１
０において必要とするためである。The output of the power calculating circuit 304 is sent to a change extracting circuit (change extracting means) 308 and a power comparing circuit (power comparing means) 309, and the output of the power calculating circuits (power calculating means) 305 and 306 is sent to the power comparing circuit. 309 respectively. The change extraction circuit 308 obtains a differential coefficient of the power supplied from the power calculation circuit 304 and outputs it to the block size primary determination circuit (primary block size determination means) 310 and the memory (storage means) 307 as power change information. Supply. In the memory 307, the power change information supplied from the change extraction circuit (change extraction means) 308 is stored for the maximum time of the orthogonal transform block size or more. This is because the temporally adjacent orthogonal transform blocks mutually affect each other by window processing at the time of orthogonal transform, so that the power change information of the immediately preceding temporally adjacent block is used as the block size primary decision circuit 31.
This is because it is necessary at 0.

【００２３】ブロックサイズ１次決定回路３１０では変
化分抽出回路３０８より供給されたブロックのパワー変
化情報とメモリ３０７より供給された時間的に隣接する
ブロックの１つ前のブロックのパワー変化情報を基にす
る周波数帯域内のパワーの時間的変位から、周波数帯域
の直交変換ブロックサイズを決定する。この際、一定以
上の変位が認められた場合、より時間的に短い直交変換
ブロックイサイズを選択するわけであるが、その変位点
は固定でも効果は得られる。更に周波数に比例した値、
即ち、周波数が高い場合は大きな変位によって時間的に
短いブロックサイズとなり、周波数が低い場合は、高い
場合のそれに比べ小さな変位で時間的に短いブロックサ
イズに決定されると、より効果的である。この値はなめ
らかに変化することが望ましいが、複数段階の階段状の
変化であっても、構わない。以上のように決定されたブ
ロックサイズはブロックサイズ修正回路（ブロックサイ
ズ修正手段）３１１へ供給される。The block size primary decision circuit 310 uses the power change information of the block supplied from the change extraction circuit 308 and the power change information of the block immediately before the temporally adjacent block supplied from the memory 307. The orthogonal transform block size of the frequency band is determined from the temporal displacement of the power within the frequency band to be obtained. At this time, when a displacement equal to or more than a certain value is recognized, a shorter orthogonal transform block size is selected. However, even if the displacement point is fixed, the effect can be obtained. Furthermore, a value proportional to the frequency,
That is, when the frequency is high, a large displacement causes a temporally short block size, and when the frequency is low, it is more effective to determine the temporally short block size with a small displacement as compared to that when the frequency is high. This value desirably changes smoothly, but may be a stepwise change in a plurality of stages. The block size determined as described above is supplied to a block size correction circuit (block size correction means) 311.

【００２４】一方、パワー比較回路（パワー比較手段）
３０９において、各パワー算出回路３０４、３０５、３
０６より供給された各周波数帯域のパワー情報を、同時
刻及び時間軸上でマスキング効果の発生する時間幅で比
較を行ない、パワー算出回路３０４の出力周波数帯域に
及ぼす他の周波数帯域の影響を求め、ブロックサイズ修
正回路３１１へ供給する。ブロックサイズ修正回路３１
１では、パワー比較回路３０９より供給されたマスキン
グ情報及び順次縦続接続された遅延回路（遅延手段）
（遅延記憶手段）３１２、３１３、３１４の各タップか
ら供給された過去のブロックサイズ情報を基に、ブロッ
クサイズ１次決定回路（ブロックサイズ１次決定手段）
３１０より供給されたブロックサイズにより時間的に長
いブロックサイズを選択するように修正をかけ、遅延回
路３１２及びウィンドウ形状決定回路（ウィンドウ形状
決定手段）３１５へ供給している。On the other hand, a power comparison circuit (power comparison means)
At 309, each power calculation circuit 304, 305, 3
The power information of each frequency band supplied from 06 is compared with the time width at which the masking effect occurs at the same time and on the time axis, and the influence of other frequency bands on the output frequency band of the power calculation circuit 304 is obtained. , To the block size correction circuit 311. Block size correction circuit 31
In 1, the masking information supplied from the power comparison circuit 309 and the delay circuits (delay means) sequentially connected in cascade
(Delay storage means) Primary block size determination circuit (Primary block size determination means) based on past block size information supplied from each tap of 312, 313, 314
Correction is made so that a longer block size is selected based on the block size supplied from 310 and supplied to the delay circuit 312 and the window shape determination circuit (window shape determination means) 315.

【００２５】ブロックサイズ修正回路３１１における作
用は、ある特定の周波数帯域においてプリエコーが問題
となる場合でも、他の周波数帯域、特に特定の周波数帯
域より低い帯域において、大きな振幅を持つ信号が存在
した場合、そのマスキング効果により、プリエコーが聴
感上問題とならない、あるいは問題が軽減される場合が
あるという特性を利用している。なお、上述のマスキン
グとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によって
他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうもの
であり、このマスキング効果には、時間軸上のオーデイ
オ信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の信
号による同時刻マスキング効果とがある。これらのマス
キング効果により、マスキングされる部分にノイズがあ
ったとしても、このノイズは聞こえないことになる。こ
のため、実際のオーデイオ信号では、このマスキングさ
れる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。The operation of the block size correction circuit 311 is performed when a signal having a large amplitude exists in another frequency band, particularly in a band lower than the specific frequency band, even when a pre-echo is a problem in a specific frequency band. The characteristic that the pre-echo does not cause a problem in audibility due to the masking effect or the problem may be reduced. The above-mentioned masking refers to a phenomenon in which a certain signal masks another signal and becomes inaudible due to human auditory characteristics. The masking effect includes a time axis based on an audio signal on a time axis. There are a masking effect and a simultaneous masking effect by a signal on the frequency axis. Due to these masking effects, even if there is noise in the masked portion, this noise will not be heard. For this reason, in an actual audio signal, noise within the masked range is regarded as acceptable noise.

【００２６】次に、順次縦続接続された遅延回路３１
２、３１３、３１４に、過去の直交変換ブロックサイズ
を順に記憶しておき、各タップ、即ち、遅延回路３１
２、３１３、３１４の出力側から、その直交交換ブロッ
クサイズをブロックサイズ修正回路３１１へ供給するよ
うにしている。同時に、遅延回路３１２の出力側は出力
端子３１７に、遅延回路３１２、３１３の出力側はウィ
ンドウ形状決定回路３１５に接続している。この遅延回
路３１２、３１３、３１４からの出力は、ブロックサイ
ズ修正回路３１１において、より長い時間幅でのブロッ
クサイズの変化をブロックのブロックサイズの決定に役
立てる働き、例えば、過去頻繁に、より時間的に短いブ
ロックサイズが選択されている場合は、時間的に短いブ
ロックサイズの選択を増やし、過去において時間的に短
いブロックサイズの選択がなされてない場合において
は、時間的に長いブロックサイズの選択を増やす等の判
断を可能としている。Next, the delay circuits 31 sequentially connected in cascade
The past orthogonal transform block sizes are sequentially stored in 2, 313, and 314, and each tap, that is, the delay circuit 31 is stored.
From the outputs of 2, 313 and 314, the orthogonal exchange block size is supplied to a block size correction circuit 311. At the same time, the output side of the delay circuit 312 is connected to the output terminal 317, and the output side of the delay circuits 312 and 313 is connected to the window shape determination circuit 315. The outputs from the delay circuits 312, 313, and 314 are used by the block size correction circuit 311 to help determine the block size of the block based on the change in the block size over a longer time period. If a short block size is selected, increase the selection of the short block size in time, and if no short block size is selected in the past, select a long block size in the past. It is possible to make decisions such as increasing the number.

【００２７】なお、この遅延回路はウィンドウ決定回路
３１５及び出力端子３１７に必要な遅延回路３１２、３
１３を除けば、そのタップ数は装置の実際的な構成、規
模により増減させて用いられる場合もある。ウィンドウ
形状決定回路３１５では、ブロックサイズ修正回路３１
１の出力、即ち、ブロックの時間的に隣接する１つ後の
ブロックサイズと遅延回路３１２の出力、即ち、ブロッ
クのブロックサイズと遅延回路３１３の出力、即ち、ブ
ロックの時間的に隣接する１つ前のブロックサイズとか
ら、上述の図１における各ＭＤＣＴ回路１０３、１０
４、１０５において使用されるウィンドウの形状を決定
し、出力端子３１７へ出力する。図３における出力端子
３１６の出力、即ち、ブロックサイズ情報と、出力端子
３１７の出力、即ち、ウィンドウ形状情報とが、図１に
おけるブロックサイズ決定回路１０９、１１０、１１１
の出力として各部へ供給される。This delay circuit includes delay circuits 312, 312 necessary for a window determination circuit 315 and an output terminal 317.
Except for 13, the tap number may be increased or decreased depending on the actual configuration and scale of the device. In the window shape determination circuit 315, the block size correction circuit 31
1, the output of the delay circuit 312, that is, the block size of the block next to the block temporally adjacent to the block, ie, the output of the block size of the block and the output of the delay circuit 313, that is, one block that is temporally adjacent to the block. From the previous block size, each MDCT circuit 103, 10 in FIG.
The window shape used in steps 4 and 105 is determined and output to the output terminal 317. The output of the output terminal 316 in FIG. 3, that is, the block size information, and the output of the output terminal 317, that is, the window shape information are used as the block size determination circuits 109, 110, and 111 in FIG.
Is supplied to each section as the output of

【００２８】ここでウィンドウ形状決定回路３１５にお
いて決定されるウィンドウの形状について、隣接するブ
ロックとウィンドウの形状の様子を示す図４を参照して
説明する。図４Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれ横軸を時間、縦
軸をレベルとしたときの、ウィンドウを示し、実線の曲
線は現在のウィンドウ、破線の曲線（左側）は過去のウ
ィンドウ、破線の曲線（右側）は未来のウィンドウをそ
れぞれ示す。Here, the window shape determined by the window shape determination circuit 315 will be described with reference to FIG. 4 showing the state of the adjacent blocks and the window shape. 4A, 4B, and 4C show windows when the horizontal axis represents time and the vertical axis represents level, respectively, wherein the solid curve is the current window, the broken curve (left side) is the past window, (Right) show future windows, respectively.

【００２９】図４より判るように、直交変換に使用され
るウィンドウは時間的に隣接するブロックとの間で重複
する部分があり、この実施の形態では、隣接するブロッ
クの中心まで重複する形状を採用しているため、隣接す
るブロックの直交変換サイズによりウィンドウの形状が
変化する。As can be seen from FIG. 4, the window used for the orthogonal transformation has a portion overlapping with the temporally adjacent block. In this embodiment, the window overlapping the center of the adjacent block has a shape. Since this is adopted, the shape of the window changes depending on the orthogonal transform size of the adjacent block.

【００３０】以上の説明から明らかな様に、直交変換に
使用するウィンドウの形状は時間的に連続する３ブロッ
ク分の直交変換サイズが確定した後、決定される。従っ
て、入力端子３０１、３０２、３０３から入力される信
号のブロックと、出力端子３１６、３１７から出力され
る信号のブロックとは、この実施の形態において１ブロ
ック分の差異を生じている。As is clear from the above description, the shape of the window used for the orthogonal transform is determined after the orthogonal transform size of three temporally continuous blocks is determined. Therefore, in the present embodiment, a block of a signal input from the input terminals 301, 302, and 303 differs from a block of a signal output from the output terminals 316 and 317 by one block.

【００３１】又、図３におけるパワー算出回路３０５、
３０６及びパワー比較回路３０９を省略しても図１にお
けるブロックサイズ決定回路１０９、１１０、１１１を
構成することは可能である。更に、ウィンドウの形状を
直交変換ブロックの取り得る時間的に最小のブロックサ
イズに固定することによってその種類を１種類とし、図
３における遅延回路３１２、３１３、３１４及びブロッ
クサイズ修正回路３１１ならびにウィンドウ形状決定回
路３１５を省略して構成することも可能である。特に、
処理時間の遅延を好まない応用例においては上述の省略
により遅延の少ない構成となり、有効に作用する。The power calculation circuit 305 in FIG.
Even if the power comparison circuit 306 and the power comparison circuit 309 are omitted, it is possible to configure the block size determination circuits 109, 110, and 111 in FIG. Further, by fixing the shape of the window to the smallest block size that the orthogonal transformation block can take in time, the type is made one, and the delay circuits 312, 313, 314, the block size correction circuit 311 and the window shape shown in FIG. It is also possible to omit the decision circuit 315. Especially,
In an application example in which a delay in the processing time is not desired, the above-described omission causes a configuration with a small delay, which effectively operates.

【００３２】再び図１に戻って説明する。各ＭＤＣＴ回
路１０３、１０４、１０５によってＭＤＣＴ処理されて
得られた周波数軸上のスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係
数データ（時間と周波数に関する２次元ブロック内の信
号成分）は、低域はいわゆる臨界帯域（クリティカルバ
ンド）毎にまとめられ、中高域はブロックフローティン
グの有効性を考慮して、臨界帯域幅を細分化して適応ビ
ット割当符号化回路（適応ビット割当符号化手段）１０
６、１０７、１０８及びビット割り当て算出回路（ビッ
ト割り当て算出手段）１１８に供給される。Returning to FIG. 1, the description will be continued. The spectrum data or MDCT coefficient data (signal components in a two-dimensional block relating to time and frequency) on the frequency axis obtained by performing MDCT processing by each of the MDCT circuits 103, 104, and 105 has a low band called a critical band (critical band). ), And in the middle and high frequency bands, the critical bandwidth is subdivided in consideration of the effectiveness of block floating, and the adaptive bit allocation coding circuit (adaptive bit allocation coding means) 10
6, 107, 108 and a bit allocation calculation circuit (bit allocation calculation means) 118.

【００３３】このクリテイカルバンドとは、人間の聴覚
特性を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音
の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって
純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のこと
である。この臨界帯域（クリティカルバンド）は、高域
ほど帯域幅が広くなっており、上述の０〜２２ｋＨｚの
全周波数帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割
されている。The critical band is a frequency band divided in consideration of human auditory characteristics, and the noise when a pure tone is masked by a narrow band noise of the same intensity near the frequency of a certain pure tone. It is the band that has. This critical band (critical band) has a wider bandwidth as the frequency becomes higher, and the entire frequency band of 0 to 22 kHz is divided into, for example, 25 critical bands.

【００３４】ビット割当算出回路１１８は、上述のブロ
ックサイズ情報及びスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係数
データに基づき、いわゆるマスキング効果等を考慮し
て、上述の臨界帯域及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域毎の、マスキング量、及び、同分割帯域
毎のエネルギーあるいはピーク値等を算出し、その結果
に基づき、各帯域毎に割当ビット数を求め、適応ビット
割当符号化回路１０６、１０７、１０８へ供給してい
る。これらの適応ビット割当符号化回路１０６、１０
７、１０８では、上述のブロックサイズ情報、臨界帯域
及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域毎に
割り当てられたビット数に応じて、各スペクトルデータ
又はＭＤＣＴ係数データを再量子化（正規化して量子
化）するようにしている。このようにして符号化された
データは、出力端子１１２、１１４、１１６を介して取
り出される。以下説明の便宜上、ビット割当の単位とな
る、上述の臨界帯域及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域を、単位ブロックと称することにする。The bit allocation calculating circuit 118 calculates the critical band and the block floating for each divided band in consideration of the so-called masking effect and the like based on the block size information and the spectrum data or the MDCT coefficient data. The masking amount and the energy or peak value for each of the divided bands are calculated, and based on the calculation result, the number of bits to be allocated is obtained for each band and supplied to the adaptive bit allocation coding circuits 106, 107, and 108. . These adaptive bit allocation encoding circuits 106, 10
In Steps 7 and 108, each spectrum data or MDCT coefficient data is requantized (normalized and quantized) according to the number of bits allocated to each divided band in consideration of the block size information, the critical band, and the block floating. ). The data encoded in this way is taken out via the output terminals 112, 114, 116. For the sake of convenience in the following description, each of the above-mentioned divided bands that take into account the critical band and the block floating, which is a unit of bit allocation, will be referred to as a unit block.

【００３５】次に、上述の図１におけるビット割り当て
算出回路１１８で行われるビット割当の具体的な手段に
ついて、図５を参照して説明する。図５は上述の図１に
おけるビット割り当て算出回路１１８の一具体例である
ビット配分演算手段（ビット配分算出手段）の概略構成
を示すブロック回路図である。この図５において、入力
端子６０１には、上述の図１におけるＭＤＣＴ回路１０
３、１０４、１０５からの周波数軸上のスペクトルデー
タ又はＭＤＣＴ係数、及び、上述の図１におけるブロッ
ク決定回路１０９、１１０、１１１からのブロックサイ
ズ情報が供給されている。以後、図５で示された、上述
の図１におけるビット割り当て算出回路１１８におい
て、上述のブロックサイズ情報に適応した、定数、重み
付け関数等を用いて処理していく。Next, specific means of bit allocation performed by the bit allocation calculating circuit 118 in FIG. 1 will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a block circuit diagram showing a schematic configuration of a bit allocation calculating means (bit allocation calculating means) which is a specific example of the bit allocation calculating circuit 118 in FIG. In FIG. 5, an input terminal 601 is connected to the MDCT circuit 10 shown in FIG.
The spectrum data or MDCT coefficients on the frequency axis from 3, 104 and 105 and the block size information from the block determination circuits 109, 110 and 111 in FIG. Thereafter, the above-described bit allocation calculation circuit 118 shown in FIG. 1 shown in FIG.

【００３６】図５において、入力端子６０１より入力し
た周波数軸上のスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係数は、
帯域毎エネルギー算出回路（帯域毎エネルギー算出手
段）６０２に供給されて、単位ブロック毎のエネルギー
が、例えば単位ブロック内での各振幅値の総和を計算す
ること等により求められる。この各バンド毎のエネルギ
ーの代わりに、振幅値のピーク値、平均値等が用いられ
ることもある。このエネルギー算出回路６０２からの出
力として、例えば各バンドの総和値のスペクトルを図６
にＳＢとして示している。但し、この図６では、図示を
簡略化するため、単位ブロックによる分割数を１２ブロ
ック（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現している。尚、図６の破線
は、各バンドの総和値のスペクトルＳＢが他の部分に及
ぼす影響を示し、コンボリューションの重み付けに対応
する。In FIG. 5, spectrum data or MDCT coefficients on the frequency axis input from an input terminal 601 are:
The energy is supplied to the energy calculation circuit for each band (energy calculation means for each band) 602, and the energy for each unit block is calculated by, for example, calculating the sum of the amplitude values in the unit block. Instead of the energy for each band, a peak value or an average value of the amplitude value may be used. As an output from the energy calculation circuit 602, for example, the spectrum of the sum value of each band is shown in FIG.
Are shown as SB. However, in FIG. 6, the number of divisions by unit blocks is represented by 12 blocks (B1 to B12) to simplify the illustration. Note that the broken line in FIG. 6 indicates the effect of the spectrum SB of the total value of each band on other parts, and corresponds to convolution weighting.

【００３７】又、エネルギー算出回路６０２において
は、単位ブロックのブロックフローティングの状態を示
す、スケールファクター（正規化データ）（情報圧縮パ
ラメータ）の値についても決定するものとする。具体的
には、例えばあらかじめスケールファクタ値の候補とし
て幾つかの正の値を用意し、その中から単位ブロック内
のスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係数の絶対値の最大値
以上の値をとる中で、最小のものを単位ブロックのスケ
ールファクタ値として採用する。スケールファクタ値に
ついては、実際の値と対応した形で、数ビットを用い
て、番号付けを行い、その番号をＲＯＭ等（図示せず）
により記憶させておけばよい。又、ある単位ブロックに
おいて上述の方法で決定されたスケールファクタ値は、
決定された値に対応する上述のビットを用いて付けられ
た番号を単位ブロックのスケールファクタを示すサブ情
報として使用する。The energy calculation circuit 602 also determines a value of a scale factor (normalized data) (information compression parameter) indicating a block floating state of a unit block. Specifically, for example, several positive values are prepared in advance as scale factor value candidates, and a minimum value is selected from among them, taking a value equal to or more than the maximum value of the absolute value of the spectral data or MDCT coefficient in the unit block. Is adopted as the scale factor value of the unit block. The scale factor value is numbered using several bits in a form corresponding to the actual value, and the number is stored in a ROM or the like (not shown).
May be stored in the memory. Also, the scale factor value determined by the above method in a certain unit block is:
The number assigned using the above-mentioned bits corresponding to the determined value is used as sub-information indicating the scale factor of the unit block.

【００３８】次に、上述のエネルギー算出回路６０２で
求められた上述のスペクトルＳＢのいわゆるマスキング
における影響を考慮するために、そのスペクトルＳＢに
所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込み（コ
ンボリユーション）処理を施す。このため、上述の帯域
毎のエネルギー算出回路６０２の出力、即ち、そのスペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路（畳込みフィ
ルタ手段）６０３に供給される。その畳込みフィルタ回
路６０３は、例えば、入力データを順次遅延させる複数
の遅延素子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係
数（重み付け関数）を乗算する複数の乗算器と、各乗算
器出力の総和をとる総和加算器とから構成されるもので
ある。この畳込み処理により、図６中点線で示す部分の
総和が得られる。Next, in order to take into account the so-called masking effect of the above-mentioned spectrum SB obtained by the above-described energy calculation circuit 602, a convolution (combo) such that the spectrum SB is multiplied by a predetermined weighting function and added. (Reuse) processing. Therefore, the output of the energy calculation circuit 602 for each band, that is, each value of the spectrum SB, is supplied to a convolution filter circuit (convolution filter means) 603. The convolution filter circuit 603 includes, for example, a plurality of delay elements for sequentially delaying input data, a plurality of multipliers for multiplying outputs from these delay elements by a filter coefficient (weighting function), and a sum of outputs of the respective multipliers. And a sum adder which takes By this convolution processing, the sum of the parts indicated by the dotted lines in FIG. 6 is obtained.

【００３９】次に、上述の畳込みフィルタ回路６０３の
出力は引算器（合成器）（合成手段）（引算手段）６０
４に供給される。この引算器６０４は、上述の畳込んだ
領域での後述する許容可能なノイズレベルに対応するレ
ベルαを求めるものである。なお、許容可能なノイズレ
ベル（量子化係数）に対応するレベルαは、後述するよ
うに、逆コンボリユーション処理を行うことによって、
クリテイカルバンドの各バンド毎の許容ノイズレベル
（量子化係数）となるようなレベルである。ここで、上
述の引算器６０４には、上述のレベルαを求めるための
許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給さ
れる。この許容関数を増減させることで上述のレベルα
の制御を行っている。許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路｛（ｎ−ａｉ）関数発生手
段｝６０５から供給されているものである。Next, the output of the above-described convolution filter circuit 603 is output to a subtractor (synthesizer) (synthesis means) (subtraction means) 60.
4 is supplied. The subtracter 604 obtains a level α corresponding to an allowable noise level described later in the convolved region. Note that the level α corresponding to the allowable noise level (quantization coefficient) is determined by performing inverse convolution processing as described later.
This is a level that becomes an allowable noise level (quantization coefficient) for each band of the critical band. Here, the above-described subtractor 604 is supplied with an allowance function (a function expressing a masking level) for obtaining the above-mentioned level α. By increasing or decreasing this tolerance function, the level α
Is controlled. The permissible function is supplied from a (n-ai) function generating circuit {(n-ai) function generating means # 605 as described below.

【００４０】即ち、許容ノイズレベルに対応するレベル
αは、クリテイカルバンドのバンドの低域から順に与え
られる番号をｉとすると、次の数１の式で求めることが
できる。That is, the level α corresponding to the allowable noise level can be obtained by the following equation (1), where i is a number sequentially given from the lower band of the critical band.

【００４１】[0041]

【数１】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）Α = S− (n−ai)

【００４２】この数１の式において、ｎ、ａは定数で、
ａ＞０、Ｓは畳込み処理されたバークスペクトル(Bark
Spectrum) の強度であり、数１の式中（ｎ−ａｉ）が許
容関数となる。一例としてｎ＝３８，ａ＝１を用いるこ
とができる。尚、バークは、一般にクリティカルバンド
の単位を意味する。バークスペクトルは、１つのクリテ
ィカルバンドに対し、１つのスペクトルを代表させるこ
とを意味する。In the equation (1), n and a are constants.
a> 0, S is the convolution processed Bark spectrum (Bark
Spectrum), and (n-ai) in Equation 1 is an allowable function. As an example, n = 38 and a = 1 can be used. Note that bark generally means a unit of a critical band. The bark spectrum means that one spectrum is represented for one critical band.

【００４３】このようにして、上述のレベルαが求めら
れ、このデータは割算器（割算手段）６０６に供給され
る。割算器６０６では、上述の畳込みされた領域での上
述のレベルαを逆コンボリユーションするためのもので
ある。従って、この逆コンボリユーション処理を行うこ
とにより、上述のレベルαからマスキングスペクトルが
得られるようになる。即ち、このマスキングスペクトル
が許容ノイズスペクトルとなる。なお、上述の逆コンボ
リユーション処理は、複雑な演算を必要とするが、この
実施の形態では簡略化した割算器６０６を用いて逆コン
ボリユーションを行っている。In this way, the above-mentioned level α is obtained, and this data is supplied to a divider (division means) 606. The divider 606 is for performing inverse convolution of the level α in the convolved region. Therefore, by performing the inverse convolution processing, a masking spectrum can be obtained from the level α. That is, this masking spectrum becomes an allowable noise spectrum. Note that the above-described inverse convolution processing requires a complicated operation, but in this embodiment, the inverse convolution is performed using the simplified divider 606.

【００４４】次に、上述のマスキングスペクトルは、合
成回路（合成手段）６０７を介して減算器（減算手段）
６０８に供給される。ここで、減算器６０８には、上述
の帯域毎のエネルギー算出回路６０２からの出力、即
ち、前述したスペクトルＳＢが、遅延回路（遅延手段）
６０９を介して供給されている。従って、この減算器６
０８で上述のマスキングスペクトルとスペクトルＳＢと
の減算演算が行われることで、図７に示すように、上述
のスペクトルＳＢは、このマスキングスペクトルＭＳの
レベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。Next, the above-mentioned masking spectrum is subtracted by a subtracter (subtraction means) via a synthesis circuit (synthesis means) 607.
608. Here, the output from the above-described energy calculation circuit 602 for each band, that is, the above-mentioned spectrum SB is supplied to the subtracter 608 by a delay circuit (delay means).
609. Therefore, this subtractor 6
By performing the subtraction operation of the above-mentioned masking spectrum and the spectrum SB at 08, as shown in FIG. 7, the above-mentioned spectrum SB is masked below the level indicated by the level of the masking spectrum MS.

【００４５】ところで、上述した合成回路６０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路（最小可聴カーブ
発生手段）６１２から供給される図８に示すような人間
の聴覚特性であるいわゆる最小可聴カーブＲＣを示すデ
ータと、上述のマスキングスペクトルＭＳとを合成する
ことができる。この最小可聴カーブにおいて、雑音絶対
レベルがこの最小可聴カーブ以下ならばその雑音は聞こ
えないことになる。この最小可聴カーブは、コーデイン
グが同じであっても例えば再生時の再生ボリユームの違
いで異なるものとなるが、現実的なディジタルシステム
では、例えば１６ビツトダイナミツクレンジへの音楽の
入り方にはさほど違いがないので、例えば４ｋＨｚ付近
の最も耳に聞こえやすい周波数帯域の量子化雑音が聞こ
えないとすれば、他の周波数帯域ではこの最小可聴カー
ブのレベル以下の量子化雑音は聞こえないと考えられ
る。従って、このように例えばシステムの持つワードレ
ングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こえない使い方をする
と仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマスキングスペク
トルＭＳとを共に合成することで許容ノイズレベルを得
るようにすると、この場合の許容ノイズレベルは、図８
中の斜線で示す部分までとすることができるようにな
る。なお、この実施の形態では、上述の最小可聴カーブ
の４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビツト相当の最低レ
ベルに合わせている。又、この図８は、信号スペクトル
ＳＳも同時に示している。By the way, at the time of the synthesizing by the synthesizing circuit 607, the so-called minimum audible characteristic which is a human auditory characteristic as shown in FIG. Data indicating the curve RC and the above-described masking spectrum MS can be synthesized. At this minimum audible curve, if the absolute noise level is below this minimum audible curve, the noise will not be heard. This minimum audible curve will be different depending on the playback volume during playback, for example, even if the coding is the same, but in a realistic digital system, for example, the way music enters the 16-bit dynamic range will be different. Since there is not much difference, if quantization noise in the most audible frequency band around 4 kHz is not heard, for example, it is considered that quantization noise below the level of the minimum audible curve is not heard in other frequency bands. . Therefore, assuming that the system is used in such a manner that noise around 4 kHz of the word length of the system cannot be heard, and an allowable noise level is obtained by synthesizing the minimum audible curve RC and the masking spectrum MS together, The allowable noise level in this case is shown in FIG.
It becomes possible to extend to the part shown by the oblique line in the middle. In this embodiment, the 4 kHz level of the above-mentioned minimum audible curve is adjusted to the lowest level corresponding to, for example, 20 bits. FIG. 8 also shows the signal spectrum SS.

【００４６】この後、許容雑音補正回路（許容雑音補正
手段）６１０では、補正情報出力回路６１３から供給さ
れる例えば等ラウドネスカーブの情報に基づいて、上述
の減算器６０８からの出力における許容雑音レベルを補
正している。ここで、等ラウドネスカーブとは、人間の
聴覚特性に関する特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純
音と同じ大きさに聞こえる各周波数での音の音圧を求め
て曲線で結んだもので、ラウドネスの等感度曲線とも呼
ばれる。又、この等ラウドネス曲線は、図８に示した最
小可聴カーブＲＣと略同じ曲線を描くものである。この
等ラウドネス曲線においては、例えば４ｋＨｚ付近では
１ｋＨｚのところより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１
ｋＨｚと同じ大きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では
１ｋＨｚでの音圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大き
さに聞こえない。このため、上述の最小可聴カーブのレ
ベルを越えた雑音（許容ノイズレベル）は、その等ラウ
ドネス曲線に応じたカーブで与えられる周波数特性を持
つようにするのが良いことがわかる。このようなことか
ら、上述の等ラウドネス曲線を考慮して上述の許容ノイ
ズレベルを補正することは、人間の聴覚特性に適合して
いることが分かる。Thereafter, in the allowable noise correction circuit (allowable noise correction means) 610, the allowable noise level in the output from the above-described subtractor 608 based on, for example, information on the equal loudness curve supplied from the correction information output circuit 613. Has been corrected. Here, the equal loudness curve is a characteristic curve relating to human auditory characteristics. For example, the loudness curve is obtained by calculating the sound pressure of sound at each frequency that sounds as loud as a pure tone of 1 kHz, and is connected by a curve. Also called a sensitivity curve. Further, this equal loudness curve draws substantially the same curve as the minimum audible curve RC shown in FIG. In this equal loudness curve, for example, around 4 kHz, even if the sound pressure falls by 8 to 10 dB from the place of 1 kHz, 1
It sounds the same size as kHz, and conversely, it does not sound the same at around 50 Hz unless it is about 15 dB higher than the sound pressure at 1 kHz. For this reason, it can be seen that noise exceeding the level of the minimum audible curve (allowable noise level) should have a frequency characteristic given by a curve corresponding to the loudness curve. From this, it can be seen that correcting the above-mentioned allowable noise level in consideration of the above-mentioned equal loudness curve is suitable for human auditory characteristics.

【００４７】ここで、補正情報出力回路６１３として、
上述の図１における適応ビット割当符号化回路１０６、
１０７、１０８での量子化の際の出力情報量（データ
量）の検出出力と、最終符号化データのビツトレート目
標値との間の誤差の情報に基づいて、上述の許容ノイズ
レベルを補正するようにしてもよい。これは、全てのビ
ツト割当単位ブロツクに対して予め一時的な適応ビツト
割当を行って得られた総ビツト数が、最終的な符号化出
力データのビツトレートによって定まる一定のビツト数
（目標値）に対して誤差を持つことがあり、その誤差分
を０とするように再度ビツト割当をするものである。即
ち、目標値よりも総割当ビツト数が少ないときには、差
のビツト数を各単位ブロツクに割り振って付加するよう
にし、目標値よりも総割当ビツト数が多いときには、差
のビツト数を各単位ブロツクに割り振って削るようにす
るわけである。Here, as the correction information output circuit 613,
The adaptive bit allocation encoding circuit 106 in FIG.
The above-mentioned allowable noise level is corrected based on the error information between the detection output of the output information amount (data amount) at the time of quantization in 107 and 108 and the bit rate target value of the final encoded data. It may be. This is because the total number of bits obtained by previously performing temporary adaptive bit allocation for all the bit allocation unit blocks becomes a fixed number of bits (target value) determined by the bit rate of the final encoded output data. In some cases, there is an error, and bit allocation is performed again so that the error is set to zero. That is, when the total number of allocated bits is smaller than the target value, the difference bit number is allocated to each unit block and added. It is to be allocated and cut.

【００４８】このようなことを行うため、上述の総割当
ビツト数の上述の目標値からの誤差を検出し、この誤差
データに応じて補正情報出力回路６１３が各割当ビツト
数を補正するための補正データを出力する。ここで、上
述の誤差データがビツト数不足を示す場合は、上述の単
位ブロック当たり多くのビツト数が使われることで上述
のデータ量が上述の目標値よりも多くなっている場合を
考えることができる。又、上述の誤差データが、ビツト
数余りを示すデータとなる場合は、上述の単位ブロツク
当たり少ないビツト数で済み、上述のデータ量が上述の
目標値よりも少なくなっている場合を考えることができ
る。In order to do this, an error of the total number of allocated bits from the above-described target value is detected, and the correction information output circuit 613 corrects each of the allocated number of bits according to the error data. Outputs correction data. Here, when the above-mentioned error data indicates that the number of bits is insufficient, it is possible to consider a case where the above-described data amount is larger than the above-described target value because a large number of bits are used per unit block. it can. Further, when the above-mentioned error data is data indicating the remainder of the number of bits, the case where the number of bits per unit block is small and the amount of data is smaller than the above-described target value may be considered. it can.

【００４９】従って、上述の補正情報出力回路６１３か
らは、この誤差データに応じて、上述の減算器６０８か
らの出力における許容ノイズレベル（量子化係数）を、
例えば上述の等ラウドネス曲線の情報データに基づいて
補正させるための上述の補正値のデータが出力されるよ
うになる。上述のような補正値が、上述の許容雑音補正
回路６１０に供給されることで、上述の減算器６０８か
らの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上説
明を行った上述の許容雑音補正回路６１０までの処理を
行うことによって、メイン情報として直交変換出力スペ
クトルをサブ情報により処理したデ−タと、サブ情報と
してブロックフロ−ティングの状態を示すスケ−ルファ
クタ−及び語長を示すワ−ドレングスが得られる。Therefore, the above-mentioned correction information output circuit 613 determines the allowable noise level (quantization coefficient) at the output from the above-mentioned subtractor 608 according to this error data.
For example, the data of the above-described correction value for performing the correction based on the information data of the above-mentioned equal loudness curve is output. The above-described correction value is supplied to the above-described allowable noise correction circuit 610, so that the above-described allowable noise level from the subtracter 608 is corrected. By performing the processing up to the above-described allowable noise correction circuit 610 described above, the data obtained by processing the orthogonal transform output spectrum with the sub-information as the main information and the schedule indicating the state of the block floating as the sub-information. The word length indicating the word factor and word length is obtained.

【００５０】ここで、上述の許容雑音補正回路６１０ま
での処理を行うことによって、メイン情報として得られ
る直交変換出力スペクトルをサブ情報により処理したデ
−タと、サブ情報として得られるブロックフロ−ティン
グの状態を示すスケ−ルファクタ−及び語長を示すワ−
ドレングスによる符号化の具体例を図９を用いて説明す
る。図９は、ビット割当が３ビットとなった場合の単位
ブロックの様子を示した例である。縦軸は中心を０とし
たスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係数の大きさを示し、
横軸は周波数を示している。この例では単位ブロック内
にはａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈで示された、８本
のスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係数が存在しており、
それぞれ０から正方向又は負方向に大きさを持ってい
る。上述した通りブロックフロ−ティングの状態を示す
スケ−ルファクタ−はあらかじめ幾つかの大きさで正の
値を用意し、その中から単位ブロック内のスペクトルデ
ータ又はＭＤＣＴ係数の絶対値の最大値以上の値を取る
中で最小のものを採用し、単位ブロックのスケールファ
クターとする。Here, by performing the processing up to the permissible noise correction circuit 610, the data obtained by processing the orthogonal transform output spectrum obtained as the main information with the sub-information and the block floating obtained as the sub-information Scale factor indicating the state of the word and word indicating the word length
A specific example of encoding by length will be described with reference to FIG. FIG. 9 is an example showing a state of a unit block when the bit allocation is 3 bits. The vertical axis indicates the magnitude of the spectrum data or MDCT coefficient with the center at 0,
The horizontal axis indicates frequency. In this example, eight spectral data or MDCT coefficients represented by a, b, c, d, e, f, g, and h exist in the unit block,
Each has a magnitude in the positive or negative direction from 0. As described above, the scale factor indicating the state of the block floating is prepared in advance with positive values of several magnitudes, and among them, a value greater than the maximum value of the absolute value of the spectral data or MDCT coefficient in the unit block is selected from among them. Use the smallest value among the values, and use it as the unit block scale factor.

【００５１】図９では、絶対値の最大値を示すスペクト
ルａにより、スケールファクター値が選択される。この
スケールファクターとビット割り当ての大きさにより、
単位ブロック内の量子化幅が決定される。図９の例では
ビット割当が３ビットの場合を示しているが、本来３ビ
ットで符号化（量子化）する場合８値を表現することが
可能だが、ここでは０を中心に正方向と負方向に等分割
の量子化幅を３値づつとり、０とあわせて７値の量子化
値をとり、３ビットで表現可能なもう一つの符号は未使
用としている。ここで、単位ブロック内のスケールファ
クター値とビット割当値より、量子化値が決定され、単
位ブロック内のスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係数は、
最も近い量子化値に量子化される。図９における黒丸の
部分は単位ブロック内のそれぞれのスペクトルデータ又
はＭＤＣＴ係数が量子化された値を示したものである。
即ち、図９は、再量子化（正規化して量子化）の一例を
示したものである。In FIG. 9, the scale factor value is selected based on the spectrum a indicating the maximum absolute value. With this scale factor and the size of the bit allocation,
The quantization width in the unit block is determined. The example of FIG. 9 shows a case where the bit allocation is 3 bits. However, when encoding (quantization) is originally performed with 3 bits, it is possible to express eight values. In the direction, a quantization width of equal division is taken by three values, a seven-value quantization value is added together with 0, and another code that can be expressed by 3 bits is unused. Here, the quantization value is determined from the scale factor value and the bit allocation value in the unit block, and the spectral data or MDCT coefficient in the unit block is
It is quantized to the nearest quantization value. The black circles in FIG. 9 indicate the quantized values of the respective spectral data or MDCT coefficients in the unit block.
That is, FIG. 9 shows an example of requantization (normalization and quantization).

【００５２】一般に、図９で示したような方法で、０を
中心として正方向と負方向に等分割の量子化幅を持つよ
うな形で量子化を行う場合の量子化幅をＱＶとすると、
ある単位ブロックの量子化幅ＱＶは、同単位ブロックの
スケールファクターの値をＳＦ、ビット割当数をＮｂと
したときに、以下の数２の式によって求めることが出来
る。In general, the quantization width when performing quantization in such a manner as to have equal quantization widths in the positive direction and the negative direction centering on 0 using the method shown in FIG. ,
The quantization width QV of a certain unit block can be obtained by the following equation (2), where the value of the scale factor of the same unit block is SF and the number of allocated bits is Nb.

【００５３】[0053]

【数２】ＱＶ＝ＳＦ／（２^(Nb-1)−１） 但し、Ｎｂ≧２QV = SF / (2 ^(Nb-1) -1) where Nb ≧ 2

【００５４】ところで、上述の様な手順を踏んで再量子
化を行う場合、ある単位ブロック内のスペクトル又はＭ
ＤＣＴ係数の絶対値の最大値が、あらかじめ用意された
スケールファクターの中で最小のものより小さい場合
は、単位ブロックのスケールファクター値はあらかじめ
用意されたスケールファクターの中で最小のものが採用
されることとなる。このようにあらかじめ用意されたス
ケールファクターの中で最小のものを採用した単位ブロ
ックについては、単位ブロック内のスペクトル又はＭＤ
ＣＴ係数により、単位ブロック内のスペクトル又はＭＤ
ＣＴ係数のうち少なくとも一つが０以外の値に量子化さ
れるために最低限必要なビット数が存在する。By the way, when requantization is performed according to the above procedure, the spectrum or M
If the maximum value of the absolute value of the DCT coefficient is smaller than the smallest one among the prepared scale factors, the smallest one among the prepared scale factors is adopted as the scale factor value of the unit block. It will be. As for the unit block employing the smallest one among the scale factors prepared in advance, the spectrum in the unit block or the MD
According to the CT coefficient, the spectrum or MD in a unit block
There is a minimum number of bits required for at least one of the CT coefficients to be quantized to a value other than zero.

【００５５】言い換えれば、あらかじめ用意されたスケ
ールファクターの中で最小のものを採用した単位ブロッ
クについては、２ビット以上のビット割当がされていて
も、そのビット割り当て数が上述の最低限必要なビット
数より少ないビット割り当ての場合、ビット割当がされ
ているにも関わらず、単位ブロック内のスペクトル又は
ＭＤＣＴ係数がすべて０に量子化されてしまう。このよ
うな場合、ビット割り当てを０にすることが可能とな
り、それによりスペクトルデータ又はＭＤＣＴ係数の符
号化に使用していたビットを省略し、より効率的な配分
を行うことが可能となる。図５における符号化補正回路
６１４では、このような場合に、より効率的な形で符号
化するための補正を行うものである。In other words, for a unit block employing the smallest scale factor prepared in advance, even if bits of 2 bits or more are allocated, the number of allocated bits is the minimum required bit. If the number of bits is smaller than the number, all the spectra or MDCT coefficients in the unit block are quantized to 0, even though the bits are allocated. In such a case, it is possible to set the bit allocation to 0, thereby omitting the bits used for coding the spectral data or MDCT coefficients, and performing more efficient allocation. In such a case, the encoding correction circuit 614 in FIG. 5 performs correction for encoding in a more efficient manner.

【００５６】以下に、図５における符号化補正回路６１
４における符号化の補正について、図１０を用いて説明
する。図１０は図９と同様にある単位ブロックの再量子
化の様子を示しており、縦方向はスペクトル又はＭＤＣ
Ｔ係数の大きさを示し、横方向は周波数を示すものと
し、単位ブロック内には８本のスペクトル又はＭＤＣＴ
係数が存在している。この例では、単位ブロック内のス
ペクトル又はＭＤＣＴ係数の絶対値の最大値が、あらか
じめ用意されたスケールファクターの中で最小のものよ
り小さく、この単位ブロックのスケールファクター値は
あらかじめ用意されたスケールファクターの中で最小の
ものが採用されており、ビット割り当ては２ビットで、
図１０に示した通り、０と、正方向と負方向に１値づ
つ、計３値の量子化値を持つものとする。しかし２ビッ
ト割り当ての場合図１０のように単位ブロック内のスペ
クトル又はＭＤＣＴ係数の絶対値の最大値が、同図１０
にの点線で示した、量子化幅の半分の値より小さい場合
は、単位ブロック内の全てのスペクトル又はＭＤＣＴ係
数は、０に量子化される。つまり、ａ〜ｈの８本のスペ
クトルが全て「００」で符号化され、少なくともスペク
トルの記録に１６ビットを必要とするが、量子化値がす
べて０となる。Hereinafter, the encoding correction circuit 61 in FIG.
The encoding correction in 4 will be described with reference to FIG. FIG. 10 shows a state of requantization of a certain unit block as in FIG.
It indicates the magnitude of the T coefficient, the horizontal direction indicates the frequency, and eight spectra or MDCTs are contained in a unit block.
Coefficient exists. In this example, the maximum value of the absolute value of the spectrum or the MDCT coefficient in the unit block is smaller than the smallest one of the prepared scale factors, and the scale factor value of this unit block is the scale factor value of the prepared scale factor. The smallest one is adopted, the bit allocation is 2 bits,
As shown in FIG. 10, it is assumed that there are a total of three quantized values, that is, 0 and one value each in the positive direction and the negative direction. However, in the case of 2-bit allocation, the maximum value of the absolute value of the spectrum or MDCT coefficient in the unit block as shown in FIG.
In the case where the value is smaller than half the quantization width, as indicated by the dotted line in FIG. That is, the eight spectra a to h are all encoded with “00”, and at least 16 bits are required for recording the spectra, but the quantization values are all zero.

【００５７】この場合サブ情報等により、単位ブロック
については記録せず、即ち、ビット割当を０ビットと変
更することにより、単位ブロック内のスペクトル又はＭ
ＤＣＴ係数の値は全て０とみなす事が可能となるので、
上述の２ビット割り当ての場合にスペクトル又はＭＤＣ
Ｔ係数の量子化値「００」に使用していた１６ビット分
を使わずにまったく同様の符号化を行うことが可能とな
る。即ち、ある単位ブロック内で２ビット以上のビット
割当があるにも関わらずスペクトル又はＭＤＣＴ係数の
量子化値がすべて０となる様な場合、単位ブロックのビ
ット割当を０とすることにより、スペクトル又はＭＤＣ
Ｔ係数の符号化に使用していたビットを省略し、まった
く同様の符号化を行うことが可能である。In this case, the unit block is not recorded due to the sub-information or the like, that is, by changing the bit allocation to 0 bits, the spectrum or M
Since all DCT coefficient values can be regarded as 0,
Spectrum or MDC in case of 2-bit allocation described above
Exactly the same encoding can be performed without using the 16 bits used for the quantization value “00” of the T coefficient. That is, in a case where the quantization value of the spectrum or the MDCT coefficient is all 0 in spite of the fact that there is a bit allocation of 2 bits or more in a certain unit block, the bit allocation of the unit block is set to 0, MDC
It is possible to omit the bits used for encoding the T coefficient and perform exactly the same encoding.

【００５８】図１０に示した様な、２ビット割り当てで
ない場合にも、一般にあらかじめ用意されたスケールフ
ァクターの中で最小のものがスケールファクター値とし
て採用された単位ブロックについて、単位ブロック内の
スペクトル又はＭＤＣＴ係数の絶対値の最大値をＳＰｍ
ａｘとして、上述の数２の式により求められる単位ブロ
ックの量子化幅ＱＶをもちいて、次に示す数３の式の条
件を満たす単位ブロック内のスペクトル又はＭＤＣＴ係
数の量子化値はすべて０となる。又、逆に数３の式を満
たさないようなＱＶを上述の数２の式のＮｂより求めら
れるので、これにより、単位ブロック内のスペクトル又
はＭＤＣＴ係数のうち少なくとも一つが０以外の値に量
子化されるために最低限必要なビット数を求めることが
できる。As shown in FIG. 10, even in the case where the allocation is not 2-bit, in general, a unit block in which the smallest one of the prepared scale factors is adopted as the scale factor value has the spectrum or the spectrum within the unit block. The maximum value of the absolute value of the MDCT coefficient is SPm
Using the quantization width QV of the unit block obtained by the above equation (2) as ax, the quantization value of the spectrum or MDCT coefficient in the unit block satisfying the condition of the following equation (3) is 0. Become. On the other hand, a QV that does not satisfy the equation (3) can be obtained from Nb in the above equation (2), whereby the quantum or the value of at least one of the spectrum or MDCT coefficient in the unit block becomes a value other than 0. The minimum required number of bits to be converted can be obtained.

【００５９】[0059]

【数３】ＳＰｍａｘ＜ＱＶ／２## EQU3 ## SPmax <QV / 2

【００６０】この実施の形態においては、図５における
符号化補正回路６１４では、全ての単位ブロックの中か
ら上述の数３の式を満たすような単位ブロックを検出
し、単位ブロックのサブ情報で、ビット割当値を０と変
更し、少なくとも単位ブロック内のスペクトル又はＭＤ
ＣＴ係数の符号化に使用していたビットの省略を行って
いる。又、符号化のフォーマットにもよるが、例えば実
質的なビット割当量（情報圧縮パラメータ）を示すサブ
情報でビット割当を０とする方法以外に、単位ブロック
の有効性、つまり単位ブロックを記録するかしないかを
示すサブ情報がある場合、その単位ブロックの有効性を
示すサブ情報により単位ブッロクの符号化を行わない事
を示せば、処理ブロックのサブ情報であるスケールファ
クタ及びビット割当に使用しいていたサブ情報のビット
の省略も可能となるので、このような場合についても、
符号化補正回路６１４により、適応した形にサブ情報を
変更し、ビットの省略を行う。In this embodiment, the coding correction circuit 614 shown in FIG. 5 detects a unit block satisfying the above-mentioned equation (3) from all the unit blocks, and uses the sub-information of the unit block to Change the bit allocation value to 0 and at least the spectrum or MD in the unit block.
The bits used for encoding the CT coefficients are omitted. Although depending on the encoding format, for example, other than the method of setting the bit allocation to 0 with sub-information indicating the actual bit allocation amount (information compression parameter), the validity of the unit block, that is, the unit block is recorded. If there is sub-information indicating whether or not to do so, if the sub-information indicating the validity of the unit block indicates that coding of the unit block is not to be performed, the sub-information is useful for the scale factor and bit allocation as sub-information of the processing block. It is also possible to omit the bits of the sub information that was used, so even in such a case,
The sub-information is changed to an adaptive form by the encoding correction circuit 614, and bits are omitted.

【００６１】上述したような方法により、単位ブロック
内のスペクトル又はＭＤＣＴ係数の符号化に使用してい
たビットや、スケールファクタ、ビット割当等のサブ情
報に使用していたビットの省略が行えた場合は、それら
の省略したビット量に応じて、省略を行った単位ブロッ
ク以外の単位ブロックのスペクトル又はＭＤＣＴ係数の
符号化に使用する事が可能となる。この場合、上述の方
法で省略が行えたビットを、スペクトル又はＭＤＣＴ係
数の符号化のために新たに使用した単位ブロックについ
ては、ビット割当が増加することになるので、量子化の
精度が向上することになる。When the bits used for coding the spectrum or MDCT coefficients in the unit block and the bits used for the sub-information such as the scale factor and the bit allocation can be omitted by the method described above. Can be used for coding the spectrum or MDCT coefficients of unit blocks other than the omitted unit block according to the omitted bit amounts. In this case, the bit allocation is increased for a unit block newly used for coding a spectrum or MDCT coefficients of bits that could be omitted in the above-described method, so that the accuracy of quantization is improved. Will be.

【００６２】又、上述のビットの省略が行えた単位ブロ
ックが複数存在した場合には、ある省略可能な単位ブロ
ックのビットは省略を行い、その省略されたビットを他
の省略可能な単位ブロックのスペクトル又はＭＤＣＴ係
数の符号化に使用することによって、０以外の値に量子
化されるスペクトル又はＭＤＣＴ係数が存在する、有効
な単位ブロックとすることも可能である。このような形
で、図５における符号化補正回路６１４では、上述のビ
ット省略を行った場合、省略を行えたビット量により、
すべての単位ブロックの状態を検索した上で、最も効果
的と思われる単位ブロックについて配分を行うように
し、省略したビットが再配分出来ない量になるまで、こ
の操作を繰り返す。このとき、符号化補正回路６１４で
は、あらかじめ用意されたスケールファクターの中で最
小のものをスケールファクター値として採用した単位ブ
ロックについては、数２、３の式の条件を使用すること
により、単位ブロック内のスペクトル又はＭＤＣＴ係数
のうち少なくとも一つが０以外の値に量子化される有効
な符号化を行うためには、最低何ビット必要であるかを
算出し、無駄な配分を避ける様にする。When there are a plurality of unit blocks in which the above-mentioned bits can be omitted, the bits of a certain omissible unit block are omitted, and the omitted bits are replaced with the other omissible unit blocks. By using the spectrum or MDCT coefficients for coding, it is also possible to have a valid unit block in which the spectrum or MDCT coefficients quantized to a value other than 0 exists. In such a manner, in the encoding correction circuit 614 in FIG. 5, when the above-described bit omission is performed,
After retrieving the state of all unit blocks, allocation is performed for the unit block considered to be the most effective, and this operation is repeated until the number of omitted bits reaches a level that cannot be redistributed. At this time, the encoding correction circuit 614 uses the conditions of the equations (2) and (3) for the unit block in which the smallest one among the prepared scale factors is adopted as the scale factor value. In order to perform effective coding in which at least one of the spectrum or the MDCT coefficient in is quantized to a value other than 0, it is necessary to calculate how many bits are required at least to avoid unnecessary distribution.

【００６３】このようにして、符号化補正回路６１４に
よる補正を行うことにより、より効率の良い符号化を行
い、量子化ノイズを低減させることにより、音楽データ
の音質向上や静特性の向上を計ることが可能となる、
又、ここでは、図５のビット配分演算手段の最終段階で
符号化補正回路６１４による補正を行う例を示したが、
数２、３の式の条件を使用することにより、あらかじめ
用意されたスケールファクターの中で最小のものをスケ
ールファクター値として採用した単位ブロックについて
は、フォーマット上とりうる全てのビット割当に対応し
た、単位ブロック内のスペクトル又はＭＤＣＴ係数のう
ち少なくとも一つが０以外の値に量子化される有効な符
号化を行うための、スペクトル又はＭＤＣＴ係数の条件
を、あらかじめ算出しておくことが可能となる。このた
め、この算出量をＲＯＭ等に記憶しておき、図５におけ
るビット配分演算手段で符号化補正回路６１４より以前
の段階で、上述の算出量を参照して無駄の無いビット配
分を行っていくことも可能である。As described above, by performing correction by the coding correction circuit 614, more efficient coding is performed, and quantization noise is reduced, thereby improving the sound quality and static characteristics of music data. Will be able to
Also, here, an example is shown in which the correction by the encoding correction circuit 614 is performed in the final stage of the bit allocation calculation means in FIG.
By using the conditions of the formulas 2 and 3, a unit block in which the smallest one of the prepared scale factors is adopted as the scale factor value corresponds to all possible bit allocations in the format. It is possible to calculate in advance the conditions of the spectrum or the MDCT coefficient for performing effective coding in which at least one of the spectrum or the MDCT coefficient in the unit block is quantized to a value other than 0. For this reason, the calculated amount is stored in a ROM or the like, and the bit allocation calculation means in FIG. 5 performs the bit allocation without waste by referring to the calculated amount at a stage before the encoding correction circuit 614. It is also possible to go.

【００６４】一般に、このような符号化における正規化
及び量子化の方法は様々なフォーマットがあるが、それ
ぞれのフォーマットに基づいて、信号成分の少なくとも
一つが０以外の値に量子化されるためには、最低限何ビ
ット必要であるかを算出し、これを考慮することによ
り、上述した説明と同様に、より効率の良い符号化が行
う事が可能となるのは明白である。In general, there are various formats for normalization and quantization in such encoding. However, since at least one of the signal components is quantized to a value other than 0 based on each format, It is obvious that, by calculating the minimum number of bits required and taking this into account, more efficient encoding can be performed as in the above description.

【００６５】以上説明したように、図１におけるビット
割当算出回路１１８では、図５に示したビット配分演算
手段により、メイン情報として直交変換出力スペクトル
をサブ情報により処理したデ−タと、サブ情報としてブ
ロックフロ−ティングの状態を示すスケ−ルファクタ−
及び語長を示すワ−ドレングスが得られ、これを基に、
図１における、適応ビット割当符号化回路１０６、１０
７、１０８において、実際に再量子化を行い、符号化フ
ォーマットに則した形で符号化する。As described above, in the bit allocation calculating circuit 118 in FIG. 1, the data obtained by processing the orthogonal transform output spectrum as the main information by the sub information by the bit allocation calculating means shown in FIG. Scale factor indicating the state of block floating as
And a word length indicating the word length are obtained.
The adaptive bit allocation coding circuits 106, 10 in FIG.
In steps 7 and 108, requantization is actually performed, and encoding is performed in a form conforming to the encoding format.

【００６６】図１１を参照して、上述した図１で示され
たエンコーダにより高能率符号化された信号のデコーダ
について説明する。各帯域の量子化されたＭＤＣＴ係数
（時間と周波数に関する２次元ブロック）、即ち、図１
における出力端子１１２、１１４、１１６の出力信号と
等価のデータは、図１１おける入力端子７０７に供給さ
れ、使用されたブロックサイズ情報（処理ブロックの長
さ）（情報圧縮パラメータ）、即ち、図１における出力
端子１１３、１１５、１１７の出力信号と等価のデータ
は、図１１における入力端子７０８に供給される。適応
ビット割当復号化回路（適応ビット割当復号化手段）７
０６では適応ビット割当情報を用いてビット割当を解除
する。次に逆直交変換（ＩＭＤＣＴ）回路（逆直交変換
手段）７０３、７０４、７０５では周波数軸上の信号が
時間軸上の信号に変換される。これらの部分帯域の時間
軸上信号は、図１１における帯域合成フィルタ（ＩＱＭ
Ｆ）回路（帯域合成手段）７０２、７０１により、全帯
域信号に復号化される。Referring to FIG. 11, a description will be given of a decoder for a signal which has been encoded by the encoder shown in FIG. 1 with high efficiency. The quantized MDCT coefficients (two-dimensional blocks in time and frequency) of each band, that is, FIG.
Are supplied to the input terminal 707 in FIG. 11 and used block size information (processing block length) (information compression parameter), that is, FIG. The data equivalent to the output signals of the output terminals 113, 115, and 117 are supplied to the input terminal 708 in FIG. Adaptive bit allocation decoding circuit (adaptive bit allocation decoding means) 7
In 06, the bit allocation is released using the adaptive bit allocation information. Next, inverse orthogonal transform (IMDCT) circuits (inverse orthogonal transform means) 703, 704, and 705 convert signals on the frequency axis into signals on the time axis. The signals on the time axis of these partial bands are output from the band synthesis filter (IQM
F) The signals are decoded by the circuits (band combining means) 702 and 701 into full-band signals.

【００６７】次に、図１２〜図１５を参照して、本発明
のディジタル信号記録装置（方法）、ディジタル信号再
生装置（方法）、ディジタル信号送信装置（方法）及び
ディジタル信号受信装置（方法）の実施の形態を説明す
る。図１２〜図１３において、ＥＮＣは図１のエンコー
ダを示し、Ｔinはその入力端子１００を示し、ＤＥＣは
図１１のデコーダを示し、Ｔout はその出力端子７００
を示す。Next, with reference to FIGS. 12 to 15, the digital signal recording device (method), digital signal reproducing device (method), digital signal transmitting device (method) and digital signal receiving device (method) of the present invention. An embodiment will be described. 12 to 13, ENC indicates the encoder of FIG. 1, Tin indicates its input terminal 100, DEC indicates the decoder of FIG. 11, and Tout indicates its output terminal 700.
Is shown.

【００６８】図１２の記録装置では、入力端子Ｔinから
の入力ディジタル信号をエンコーダＥＮＣに供給してエ
ンコードし、そのエンコーダＥＮＣの出力、即ち、図１
のエンコーダの出力端子１１２、１１４、１１６及び１
１３、１１５、１１７よりの出力信号を、変調手段ＭＯ
Ｄに供給して、多重化した後所定の変調をするか、各出
力信号をそれぞれ変調した後、多重化又は再変調する。
変調手段ＭＯＤよりの被変調信号を記録手段（磁気ヘッ
ド、光学ヘッド等）によって、記録媒体Ｍに記録する。In the recording apparatus of FIG. 12, an input digital signal from the input terminal Tin is supplied to the encoder ENC for encoding, and the output of the encoder ENC, that is, the output of FIG.
Output terminals 112, 114, 116 and 1 of the encoders
13, 115, 117 are output from the modulating means MO.
D, and then multiplexes and performs a predetermined modulation, or modulates each output signal and then multiplexes or remodulates.
The modulated signal from the modulating means MOD is recorded on the recording medium M by the recording means (magnetic head, optical head, etc.).

【００６９】図１３の再生装置では、再生手段（磁気ヘ
ッド、光学ヘッド等）Ｐによって、図１２の記録媒体Ｍ
の記録信号を再生し、その再生信号を復調手段ＤＥＭに
よって、変調手段ＭＯＤによる変調に応じた復調を行
う。復調手段ＤＥＭよりの復調出力、即ち、図１のエン
コーダの出力端子１１２、１１４、１１６よりの出力に
対応した信号を図２のデコーダの入力端子７０７に供給
すると共に、図１のエンコーダの出力端子１１３、１１
５、１１７よりの出力に対応した信号を図２の入力７０
８に供給してデコードして、出力端子Ｔout に、入力デ
ィジタル信号に対応した出力ディジタル信号が出力され
る。In the reproducing apparatus shown in FIG. 13, the recording medium M shown in FIG.
And the demodulation means DEM demodulates the reproduction signal according to the modulation by the modulation means MOD. A signal corresponding to the demodulated output from the demodulating means DEM, that is, a signal corresponding to the output from the output terminals 112, 114, and 116 of the encoder of FIG. 1 is supplied to the input terminal 707 of the decoder of FIG. 113, 11
The signals corresponding to the outputs from 5, 117 are input to the input 70 of FIG.
The output digital signal corresponding to the input digital signal is output to an output terminal Tout.

【００７０】図１４の送信装置では、入力端子Ｔinから
の入力ディジタル信号をエンコーダＥＮＣに供給してエ
ンコードし、そのエンコーダＥＮＣの出力、即ち、図１
のエンコーダの出力端子１１２、１１４、１１６及び１
１３、１１５、１１７よりの出力信号を、変調手段ＭＯ
Ｄに供給して、多重化した後所定の変調をするか、各出
力信号をそれぞれ変調した後、多重化又は再変調する。
変調手段ＭＯＤよりの被変調信号を送信手段ＴＸに供給
して、周波数変換、増幅等を行って送信信号を作り、そ
の送信信号を送信手段ＴＸの一部である送信アンテナＡ
ＮＴ−Ｔによって送信する。In the transmitting apparatus shown in FIG. 14, an input digital signal from the input terminal Tin is supplied to the encoder ENC for encoding, and the output of the encoder ENC, that is, FIG.
Output terminals 112, 114, 116 and 1 of the encoders
13, 115, 117 are output from the modulating means MO.
D, and then multiplexes and performs a predetermined modulation, or modulates each output signal and then multiplexes or remodulates.
The modulated signal from the modulating unit MOD is supplied to the transmitting unit TX to perform frequency conversion, amplification, etc., to generate a transmitting signal, and the transmitting signal is transmitted to the transmitting antenna A which is a part of the transmitting unit TX.
Transmit by NT-T.

【００７１】図１５の再生装置では、受信手段ＲＸの一
部である受信アンテナＡＮＴ−Ｒによって、図１５の送
信アンテナＡＮＴ−Ｔからの送信信号を受信すると共
に、その受信信号を受信手段ＲＸによって、増幅、逆周
波数変換等を行う。受信手段ＲＸよりの受信信号を復調
手段ＤＥＭによって、変調手段ＭＯＤによる変調に応じ
た復調を行う。復調手段ＤＥＭよりの復調出力、即ち、
図１のエンコーダの出力端子１１２、１１４、１１６よ
りの出力に対応した信号を図２のデコーダの入力端子７
０７に供給すると共に、図１のエンコーダの出力端子１
１３、１１５、１１７よりの出力に対応した信号を図２
の入力７０８に供給してデコードして、出力端子Ｔout
に、入力ディジタル信号に対応した出力ディジタル信号
が出力される。In the reproducing apparatus of FIG. 15, the receiving signal from the transmitting antenna ANT-T of FIG. 15 is received by the receiving antenna ANT-R which is a part of the receiving means RX, and the received signal is received by the receiving means RX. , Amplification, inverse frequency conversion, etc. The demodulation unit DEM demodulates the reception signal from the reception unit RX according to the modulation by the modulation unit MOD. Demodulated output from demodulating means DEM, ie,
A signal corresponding to the output from the output terminals 112, 114 and 116 of the encoder of FIG.
07 and output terminal 1 of the encoder of FIG.
The signals corresponding to the outputs from 13, 115 and 117 are shown in FIG.
Supplied to the input 708 of the terminal and decoded, and the output terminal Tout
Then, an output digital signal corresponding to the input digital signal is output.

【００７２】本発明は、上述の実施の形態に限定される
ものではなく、種々の変形、変更が可能である。エンコ
ーダ及びデコーダは別体でも一体でも良い。記録装置及
び再生装置は別体でも一体でも良い。記録媒体は磁気テ
ープ、磁気ディスク、光磁気ディスク等が可能である。
又、記録媒体の代わりに、ＩＣメモリ、メモリカード等
の記憶手段であっても良い。送信装置及び受信装置間の
伝送路は、無線伝送路｛電波、光（赤外線等）等｝でも
有線伝送路（導線、光ケーブル等）でも良い。例えば、
入力ディジタル信号としては、ディジタルオーディオ信
号（オーディオ信号は、人の話声、歌声、楽器の音等の
各種の音の信号が可能である）、ディジタルビデオ信号
等が可能である。本発明は、ディジタル信号記録再生方
法（又は装置）、ディジタル信号送受信方法（又は装
置）、ディジタル信号受信方法（又は装置）等に適用す
ることができる。The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications and changes can be made. The encoder and the decoder may be separate or integrated. The recording device and the reproducing device may be separate or integrated. The recording medium can be a magnetic tape, a magnetic disk, a magneto-optical disk, or the like.
Further, instead of the recording medium, a storage means such as an IC memory or a memory card may be used. The transmission path between the transmitting apparatus and the receiving apparatus may be a wireless transmission path {radio waves, light (infrared rays, etc.)} or a wired transmission path (conductor, optical cable, etc.). For example,
As the input digital signal, a digital audio signal (an audio signal can be a signal of various sounds such as a human voice, a singing voice, and a sound of a musical instrument), a digital video signal, and the like can be used. The present invention can be applied to a digital signal recording / reproducing method (or device), a digital signal transmitting / receiving method (or device), a digital signal receiving method (or device), and the like.

【００７３】[0073]

【発明の効果】上述せる本発明によれば、入力ディジタ
ル信号を複数の周波数帯域成分に分割して、時間と周波
数に関する複数の２次元ブロック内の信号成分を得、時
間と周波数に関する２次元ブロック毎に２次元ブロック
内の信号成分を基に正規化を行って正規化データを得、
時間と周波数に関する２次元ブロック毎に２次元ブロッ
ク内の信号成分の特徴を表す量子化係数を求め、該量子
化係数を基にビット配分量を決定し、時間と周波数に関
する２次元ブロック毎に正規化データとビット配分量と
によりブロック内の信号成分を量子化して情報圧縮する
と共に、時間と周波数に関する２次元ブロック毎の情報
圧縮パラメーターを得るようにしたディジタル信号処理
方法、ディジタル信号処理装置、ディスク信号記録方
法、ディジタル信号記録装置、記録媒体、ディジタル信
号送信方法、又は、ディジタル信号送信装置において、
時間と周波数に関する２次元ブロック毎に、正規化デー
タとブロック内信号成分により、ブロック内信号成分の
少なくとも一つを０以外の値に量子化するための最低ビ
ット割り当てを算出し、その算出結果をも考慮してビッ
ト配分量の決定を行うようにしたので、余分なビットを
使用することを防止し、より効率の良い符号化を実現し
得、静特性や信号品質の向上を図ることができ、記録媒
体における記録容量や伝送路における伝送容量の有効利
用を行うことのできるものを得ることができる。According to the present invention described above, an input digital signal is divided into a plurality of frequency band components to obtain signal components in a plurality of two-dimensional blocks relating to time and frequency, and two-dimensional blocks relating to time and frequency are obtained. For each time, normalization is performed based on the signal components in the two-dimensional block to obtain normalized data,
For each two-dimensional block relating to time and frequency, a quantization coefficient representing the characteristic of a signal component in the two-dimensional block is obtained, and a bit allocation amount is determined based on the quantization coefficient. SIGNAL PROCESSING METHOD, DIGITAL SIGNAL PROCESSOR, DISC In a signal recording method, a digital signal recording device, a recording medium, a digital signal transmission method, or a digital signal transmission device,
For each two-dimensional block relating to time and frequency, a minimum bit allocation for quantizing at least one of the signal components in the block to a value other than 0 is calculated based on the normalized data and the signal component in the block, and the calculation result is The bit allocation amount is determined in consideration of this, so that extra bits can be prevented from being used, more efficient coding can be achieved, and static characteristics and signal quality can be improved. Thus, it is possible to obtain a recording medium capable of effectively utilizing the recording capacity of the recording medium and the transmission capacity of the transmission path.

【００７４】又、上述せる本発明によれば、入力ディジ
タル信号を複数の周波数帯域成分に分割して、時間と周
波数に関する複数の２次元ブロック内の信号成分を得、
時間と周波数に関する２次元ブロック毎に２次元ブロッ
ク内の信号成分を基に正規化を行って正規化データを
得、時間と周波数に関する２次元ブロック毎に２次元ブ
ロック内の信号成分の特徴を表す量子化係数を求め、該
量子化係数を基にビット配分量を決定し、時間と周波数
に関する２次元ブロック毎に正規化データとビット配分
量とによりブロック内の信号成分を量子化して情報圧縮
すると共に、時間と周波数に関する２次元ブロック毎の
情報圧縮パラメーターを得るようにしたディジタル信号
処理方法、ディジタル信号処理装置、ディスク信号記録
方法、ディジタル信号記録装置、記録媒体、ディジタル
信号送信方法、又は、ディジタル信号送信装置におい
て、正規化データとビット割り当て量に対応した、ブロ
ック内の信号成分の少なくとも一つが０以外の値に量子
化されるための信号成分の条件を、メモリに記憶してお
き、そのメモリに記憶されている上記信号成分の条件を
も考慮して上記ビット配分量の決定を行うようにしたの
で、余分なビットを使用することを防止し、より効率の
良い符号化を実現し得、静特性や信号品質の向上を図る
ことができ、記録媒体における記録容量や伝送路におけ
る伝送容量の有効利用を行うことのできるものを得るこ
とができる。Further, according to the present invention described above, the input digital signal is divided into a plurality of frequency band components to obtain signal components in a plurality of two-dimensional blocks relating to time and frequency.
For each two-dimensional block relating to time and frequency, normalization is performed based on the signal component within the two-dimensional block to obtain normalized data, and the characteristic of the signal component within the two-dimensional block is represented for each two-dimensional block relating to time and frequency. A quantization coefficient is obtained, a bit allocation amount is determined based on the quantization coefficient, and a signal component in the block is quantized by the normalized data and the bit allocation amount for each two-dimensional block relating to time and frequency to compress information. A digital signal processing method, a digital signal processing device, a disk signal recording method, a digital signal recording device, a recording medium, a digital signal transmission method, or a digital signal processing method for obtaining information compression parameters for each two-dimensional block relating to time and frequency. In the signal transmitting device, the signal component in the block corresponding to the normalized data and the bit allocation amount is reduced. At least one of the conditions of the signal component for quantizing to a value other than 0 is stored in a memory, and the condition of the signal component stored in the memory is also considered in consideration of the bit allocation amount. Since the decision is made, the use of extra bits can be prevented, more efficient encoding can be achieved, the static characteristics and signal quality can be improved, and the recording capacity and transmission capacity of the recording medium can be improved. It is possible to obtain a device that can make effective use of the transmission capacity of the path.

【００７５】更に、上述せる本発明によれば、入力ディ
ジタル信号を複数の周波数帯域成分に分割して、時間と
周波数に関する複数の２次元ブロック内の信号成分を
得、時間と周波数に関する２次元ブロック毎に２次元ブ
ロック内の信号成分を基に正規化を行って正規化データ
を得、時間と周波数に関する２次元ブロック毎に２次元
ブロック内の信号成分の特徴を表す量子化係数を求め、
該量子化係数を基にビット配分量を決定し、時間と周波
数に関する２次元ブロック毎に正規化データとビット配
分量とによりブロック内の信号成分を量子化して情報圧
縮すると共に、時間と周波数に関する２次元ブロック毎
の情報圧縮パラメーターを得るようにしたディジタル信
号処理方法、ディジタル信号処理装置、ディスク信号記
録方法、ディジタル信号記録装置、記録媒体、ディジタ
ル信号送信方法、又は、ディジタル信号送信装置におい
て、既にビット配分が行われた２次元ブロックについ
て、ビット割当が０以外でありながらすべての信号成分
の量子化値が０となる２次元ブロックを検出し、該２次
元ブロックのビット割当又は情報圧縮パラメーターを変
更し、ビットの再配分を行うようにしたので、余分なビ
ットを使用することを防止し、より効率の良い符号化を
実現し得、静特性や信号品質の向上を図ることができ、
記録媒体における記録容量や伝送路における伝送容量の
有効利用を行うことのできるものを得ることができる。Further, according to the present invention described above, the input digital signal is divided into a plurality of frequency band components to obtain signal components in a plurality of two-dimensional blocks relating to time and frequency. Normalization is performed based on the signal components in the two-dimensional block every time to obtain normalized data, and quantization coefficients representing the characteristics of the signal components in the two-dimensional block are obtained for each two-dimensional block with respect to time and frequency.
A bit allocation amount is determined based on the quantized coefficient, and a signal component in the block is quantized by the normalized data and the bit allocation amount for each two-dimensional block relating to time and frequency to compress information, and to further reduce time and frequency. In a digital signal processing method, a digital signal processing device, a disk signal recording method, a digital signal recording device, a recording medium, a digital signal transmission method, or a digital signal transmission device for obtaining an information compression parameter for each two-dimensional block, For the two-dimensional block to which the bit allocation has been performed, a two-dimensional block in which the quantization values of all signal components are 0 while the bit allocation is other than 0 is detected, and the bit allocation or the information compression parameter of the two-dimensional block is determined. Changed and redistributed bits, so use extra bits Preventing, give to achieve more efficient coding, it is possible to improve the static characteristics and signal quality,
It is possible to obtain a device capable of effectively utilizing the recording capacity of the recording medium and the transmission capacity of the transmission path.

【図１】本発明の実施の形態のビツトレート圧縮符号化
に使用可能な高能率圧縮符号化エンコ−ダの一具体例を
示すブロツク回路図である。FIG. 1 is a block diagram showing a specific example of a high-efficiency compression encoding encoder that can be used for bitrate compression encoding according to an embodiment of the present invention.

【図２】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a structure of an orthogonal transform block at the time of bit compression.

【図３】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック線図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a circuit that determines an orthogonal transform block size.

【図４】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a change in a temporal length of an orthogonal transform block adjacent in time and a window shape used at the time of orthogonal transform.

【図５】ビット配分演算機能の例を示すブロック線図で
ある。FIG. 5 is a block diagram showing an example of a bit allocation operation function.

【図６】各臨界帯域及びブロックフロ−ティングを考慮
して分割された帯域のスペクトルを示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating spectra of each critical band and a band divided in consideration of block floating.

【図７】マスキングスペクトルを示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a masking spectrum.

【図８】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成
した図である。FIG. 8 is a diagram in which a minimum audible curve and a masking spectrum are combined.

【図９】ビット割り当て単位ブロックにおける信号成分
の量子化の例を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating an example of quantization of a signal component in a bit allocation unit block.

【図１０】ビット割り当て単位ブロックにおいて、信号
成分が全て０に量子化される例を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an example in which all signal components are quantized to 0 in a bit allocation unit block.

【図１１】上述の実施例のビツトレート圧縮符号化信号
のデコ−ダの一具体例を示すブロック線図である。FIG. 11 is a block diagram showing a specific example of a bitrate compression-encoded signal decoder according to the above embodiment.

【図１２】本発明の実施の形態の記録装置を示すブロッ
ク線図である。FIG. 12 is a block diagram illustrating a recording apparatus according to an embodiment of the present invention.

【図１３】本発明の実施の形態の再生装置を示すブロッ
ク線図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a playback device according to an embodiment of the present invention.

【図１４】本発明の実施の形態の送信装置を示すブロッ
ク線図である。FIG. 14 is a block diagram showing a transmission device according to an embodiment of the present invention.

【図１５】本発明の実施の形態の受信装置を示すブロッ
ク線図である。FIG. 15 is a block diagram showing a receiving device according to an embodiment of the present invention.

１０１、１０２ 帯域分割フィルタ、１０３、１０４、
１０５ 直交変換回路（ＭＤＣＴ）、１０９、１１０、
１１１ ブロック決定回路、１１８ ビット割り当て算
出回路、１０６、１０７、１０８ 適応ビット割当符号
化回路、３０４、３０５、３０６ パワー算出回路、３
０７ メモリ、３０８ 変化分抽出回路、３０９ パワ
ー比較回路、３１０ ブロックサイズ１次決定回路、３
１１ ブロックサイズ修正回路、３１２、３１３、３１
４ 遅延回路、３１５ ウィンドウ形状決定回路、６０
２ 帯域毎エネルギー算出器、６０３ 畳込みフィル
タ、６０４ 加算器、６０５ 関数発生器、６０６ 割
り算器、６０７ 合成器、６０８ 減算器、６０９ 遅
延回路、６１０ 許容雑音補正器、６１２ 最小可聴カ
ーブ発生器、６１３・・・・・・・・・・補正情報出力
器、６１４ 符号化補正器、７０１、７０２ 帯域合成
フィルタ（ＩＱＭＦ）、７０３、７０４、７０５ 逆直
交変換回路（ＩＭＤＣＴ）、７０６ 適応ビット割当復
号化回路、ＥＮＣ エンコーダ、ＭＯＤ 変調手段、Ｒ
ＥＣ 記録手段、Ｐ 再生手段、ＤＥＭ復調手段、ＤＥ
Ｃ デコーダ、ＴＸ 送信手段、ＲＸ 受信手段101, 102 band division filter, 103, 104,
105 orthogonal transform circuit (MDCT), 109, 110,
111 block determination circuit, 118 bit allocation calculation circuit, 106, 107, 108 adaptive bit allocation coding circuit, 304, 305, 306 power calculation circuit, 3
07 memory, 308 change extraction circuit, 309 power comparison circuit, 310 block size primary decision circuit, 3
11 Block size correction circuit, 312, 313, 31
4 delay circuit, 315 window shape determination circuit, 60
2 energy calculator per band, 603 convolution filter, 604 adder, 605 function generator, 606 divider, 607 synthesizer, 608 subtractor, 609 delay circuit, 610 allowable noise corrector, 612 minimum audible curve generator, 613... Correction information output unit, 614 coding correction unit, 701, 702 band synthesis filter (IQMF), 703, 704, 705 inverse orthogonal transform circuit (IMDCT), 706 adaptive bit allocation decoding Circuit, ENC encoder, MOD modulation means, R
EC recording means, P reproduction means, DEM demodulation means, DE
C decoder, TX transmitting means, RX receiving means

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